陳寶文，劉曉彬，孫 騰

(1.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081；2.中國人民解放軍32142部隊，河北 石家莊 050081)

0 引言

正交頻分復用技術(OFDM)及SC-FDE因其較強的抗多徑性被廣泛應用于寬帶無線通信系統(tǒng)中。相比于OFDM技術，SC-FDE技術因峰均較低、對定時誤差及頻偏不敏感的特點，被廣泛應用于對功率輸出要求較高的通信系統(tǒng)中[1-3]。而相干SC-FDE解調需要對信道參數(shù)進行精確估計，以獲得良好的解調性能。

SC-FDE系統(tǒng)中常用的信道估計方法有最小平方(LS)估計、最小均方誤差(MMSE)估計以及基于DFT的信道估計和時域信道估計方法。LS估計算法比較簡單，但受高斯白噪聲的影響很大。MMSE估計具有較高的估計精度，但是需要知道信道的信噪比等先驗統(tǒng)計信息?；贒FT的信道估計方法相比于前2種方法需要2次額外的DFT變換，增加了較多的硬件消耗[4-7]。文獻[8-9]提出了一種基于PN序列特殊幀結構的最大似然準則時域信道估計及實現(xiàn)方法，該算法需要選取特定的時域信道估計長度以避免巨大的矩陣求逆運算，實現(xiàn)不夠靈活。文獻[10-11]在基于PN碼自相關的基礎上采用單步迭代算法，抑制了PN碼相關旁瓣干擾，但在小信噪比下，信道估計值易受噪聲的影響，估計性能較差。

本文基于PN碼相關時域信道估計方法，詳細分析了影響信道估計精度的主要因素，并引入了噪聲功率估計及噪聲閾值門限算法，從信道估計均方誤差及誤碼率方面進行了仿真分析,并給出了仿真結果。

1 系統(tǒng)模型

SC-FDE系統(tǒng)采用單載波進行寬帶無線信號傳輸，如圖1所示。相比于傳統(tǒng)的單載波通信，SC-FDE采用分塊數(shù)據(jù)傳輸模式。發(fā)送端輸入數(shù)據(jù)經映射后進行分塊，分塊后再插入循環(huán)前綴及PN序列后發(fā)送；接收端將接收到的數(shù)據(jù)去除循環(huán)前綴，通過FFT變換到頻域，再與通過PN序列估計得到的時域信道估計值經FFT變換后的頻域信道估計值，進行迫零均衡后經IFFT變換，得到均衡后的時域數(shù)據(jù)。相比于LS算法及基于DFT的信道估計等方法，基于PN序列相關的時域信道估計方法具有計算及實現(xiàn)簡單等特點，且插入的PN序列還可以用于定時、頻偏校正功能，從而最大限度地減少前導序列的開銷。

圖1 SC-FDE時域信道估計系統(tǒng)模型

2 算法描述

發(fā)送端信號幀結構如圖2所示。信號幀由長為Lcp的PN前綴(PN前導的后Lcp個數(shù)據(jù))、周期長為Lp的PN前導、長為Luw的獨特字(UW)及數(shù)據(jù)組成。PN前導序列具有良好的自相關特性，可以用來進行定時及信道估計，獨特字用來防止數(shù)據(jù)塊之間的多徑干擾，即數(shù)據(jù)塊的循環(huán)前綴，DATA為要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)，DATA及后面的UW構成一個數(shù)據(jù)塊。假定信道在一個突發(fā)幀內保持不變。幀頭位置對信道參數(shù)的估計值用于整幀信號的均衡及解調。為了準確完成信道估計及均衡，要求需要估計的長度L≤Lcp。

圖2 突發(fā)信號幀結構

設發(fā)送端發(fā)送的PN前導數(shù)據(jù)為p(n)，則接收端對應p(n)的接收信號q(n)為：

q(n)=p(n)*h(n)+ω(n)，

(1)

式中，ω(n)為加性高斯白噪聲，h(n)為多徑衰落信道的單位沖激響應，可以通過獨立瑞利衰落信道模型產生：

(2)

式中，M為多徑數(shù)量，am為第m徑信號的空間信道復衰落系數(shù)，而Am為歸一化的第m徑信號的空間信道復衰落系數(shù)，δ(n)為離散時間沖激函數(shù)。

將式(2)代入式(1)可得：

(3)

由于PN序列具有類似于白噪聲的性質[12-13]，利用循環(huán)移位可得不同的PN碼序列，各PN碼序列的自相關值都是1，但是任意2個PN序列的互相關值極小，幾乎為零。PN序列的相關特性如下：

(4)

為了在接收端接收到所有多徑上的一個整周期長度的PN序列,在發(fā)射端將PN序列延拓Lcp長發(fā)射，將式(3)中的接收序列與發(fā)端對應的PN前導訓練序列做相關處理，其相關函數(shù)Rpq(j)為：

…+AM-1Rpp(j-(M-1))+Rpw(j)，

(5)

根據(jù)PN序列的自相關特性，則第M-1個相關函數(shù)為：

Rpq(M-1)=LpAM-1+(-1)(A0+A1+…AM-2)+

Rpw(M-1)。

(6)

對式(6)除以Lp后更逼近實際信道，那么第m個信道的估計值為：

(7)

式(7)中，Am為實際的信道估計值，(-1)(A0+A1+…+Am-1+Am+1+…)為PN相關非理想導致的旁瓣干擾，Rpw(m)為PN序列與信道噪聲的互相關。由此可見，信道的估計精度主要受PN序列相關的旁瓣干擾和信道噪聲影響。高信噪比下，信道估計值中的噪聲可以忽略，估計精度主要受旁瓣干擾影響，Lp越大，旁瓣影響越小；低信噪比時，噪聲對信道估計值的影響要遠大于旁瓣干擾，小能量路徑的功率往往與噪聲功率相當，甚至低于噪聲功率，因此在低信噪比下，必須對信道估計值進行去噪處理，以提高估計精度。

3 改進的基于閾值去噪的時域信道估計

由于寬帶無線信道具有稀疏特性，即通過式(7)估計出的信道參數(shù)中只有部分有效分量，其余的多為噪聲分量[14]。而在小信噪比下，信道估計值更易受到噪聲的影響，嚴重影響系統(tǒng)解調性能。借鑒基于DFT的信道估計去噪方法，可以在式(7)已估計出的信道值h(n)設置一個閾值th，將信道估計值中小于閾值的分量當做噪聲進行迫零處理，高于閾值的分量則認為是有效的多徑分量，予以保留[15-16]。文獻[17]指出，該閾值通常設置為噪聲功率的2倍。為了實現(xiàn)可靠定時同步，發(fā)送端通常發(fā)送2段完全相同的PN前導序列，可以利用這2段PN序列完全一致的特點進行無偏的噪聲估計。由于PN序列具有白噪聲特性，該序列完全由噪聲組成，在對該序列逐點求模方后，進行平均處理，可得到噪聲的功率估計值。參照圖2的幀結構，發(fā)送端第1段PN前導序列可以表示為：

(8)

發(fā)送端第2段PN前導序列可以表示為:

(9)

由于信道特征在一個突發(fā)信號幀內保持不變，因此有h1(n)=h2(n)，將式(8)與式(9)信號相減得到：

PN1(n)-PN2(n)=ω1(n)-ω2(n)。

(10)

計算式(10)的模方平均，便可以得到噪聲的功率估計值：

(11)

獲得了噪聲功率，便可以得到去噪的閾值門限th(通常取噪聲功率的2倍)。為了便于比較大小，對信道估計值做模方處理|h(n)|2，則經過閾值去噪后信道估計值為：

(12)

將式(8)得到的信道沖激響應做FFT，即可得到信道的頻域響應，完成后續(xù)數(shù)據(jù)的頻域均衡處理。

4 仿真結果與分析

為了驗證本文所提算法性能，進行仿真。仿真SC-FDE信號符號速率為4MSPS，PN前導及獨特字采用BPSK調制，數(shù)據(jù)采用16QAM調制，采用平方根升余弦成型方式，成型因子α=0.5，PN碼采用長度為63的m序列，PN碼循環(huán)前綴長度Lcp=32，信道估計長度L=16，數(shù)據(jù)塊的循環(huán)前綴長度Luw=16，數(shù)據(jù)塊長度為512，采用迫零頻域均衡。信道模型為MEA法產生的六徑獨立分布瑞利衰落信道[18]，各子徑延遲時間為{0,0.2,0.6,1.0,1.6,2.4}μs，各子徑平均功率{0,-1.0,-9.0,-10.0,-15.0,-20.0}dB。本文從信道估計均方誤差(MSE)及誤比特率(BER)兩方面來比較算法性能，仿真結果如圖3和圖4所示。

圖3 不同信噪比下信道估計均方誤差

圖4 不同信噪比下的BER性能圖

從圖3可以看出，在低信噪比下，本文算法信道估計均方誤差均低于PN碼相關算法，而在高信噪比時本文算法與PN碼相關算法趨于一致。這是因為在低信噪比下，信道估計分量主要受噪聲影響，而本文算法加入了閾值去噪算法，去除了部分能量較小但受噪聲干擾較大的多徑分量，因而獲得了更好的估計性能。從圖4可以看出系統(tǒng)誤碼率性能整體都有相應提高，在BER=10-2時，本文算法可獲得2.5 dB的信噪比增益。

5 結束語

本文詳細分析了SC-FDE系統(tǒng)中基于PN碼相關的時域信道估計方法及影響估計精度的主要因素，通過利用PN前導估計噪聲功率設置合理門限閾值來對信道估計值進行進一步去噪處理。仿真結果表明，本文算法能進一步降低低信噪比下信道估計的均方誤差及誤碼率，提升低信噪比下的信道估計性能，對工程實踐具有一定的指導意義。