龍濤元， 張鐵民， 梁 莉， 董義奎

(華南農(nóng)業(yè)大學(xué)工程學(xué)院 廣州，510642)

引 言

超聲電機(ultrasonic motor，簡稱USM)是新型電機領(lǐng)域研究的熱點，USM測試驅(qū)動電源是USM樣機研制階段的關(guān)鍵設(shè)備之一。USM測試驅(qū)動電源提供激勵信號驅(qū)動USM，獲得的運動參數(shù)為USM優(yōu)化設(shè)計提供依據(jù)?，F(xiàn)有USM測試設(shè)備一般由多功能信號函數(shù)發(fā)生器和進口高速高壓大功率放大設(shè)備組成，輸出電壓峰值約為150 V，體積龐大，質(zhì)量超過20kg,運行時散熱噪音大。文獻[1-9]反映了針對各種類型USM的驅(qū)動器方案主要是高壓集成功放電路或帶高頻升壓變壓器的推挽實現(xiàn)升壓，高壓輸入由半橋方波逆變器實現(xiàn)調(diào)壓，或基于諧振技術(shù)的逆變器。上述方案驅(qū)動電源輸出電壓范圍窄，或在寬頻率范圍低效率工作，因此需要研制相應(yīng)的驅(qū)動電源測試新USM。

筆者結(jié)合文獻[1-2]所描述的USM工作頻率在10～100 kHz、交流電壓幅值在幾十伏至幾百伏、相位差在±90°內(nèi)等要求，從通用性、體積、效率等方面考慮，研究了寬范圍調(diào)壓的USM測試驅(qū)動電源。測試驅(qū)動電源用多路獨立輸出開關(guān)電源為輔助電源；主電路用可控整流+Boost電路+半橋逆變?nèi)壖壜?lián)拓撲結(jié)構(gòu)，核心控制器為16 bit dsPIC33EP128MC202，在預(yù)配置+自動選擇性控制策略作用下，提供多路PWM波調(diào)制三級變換器輸出電壓和頻率，相位差可調(diào)節(jié)的交流方波電壓；根據(jù)USM阻抗特性參數(shù)自動計算匹配電路參數(shù)，易于用戶快速選擇匹配電感，實現(xiàn)匹配和濾波功能，使USM端電壓為正弦信號。

1 USM測試驅(qū)動電源結(jié)構(gòu)

圖1虛線框內(nèi)為USM測試驅(qū)動電源內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖，主要有AC-DC-AC無變壓器變換器、隔離驅(qū)動電路、多路獨立電源以及基于dsPIC33EP128MC202的控制電路。USM測試驅(qū)動電源設(shè)有USM轉(zhuǎn)速接口，液晶屏實時顯示轉(zhuǎn)速值。設(shè)有串口向上位機發(fā)送速度獲取速度曲線。設(shè)有基于KA331實現(xiàn)精密V-F轉(zhuǎn)換電路，直接將速度脈沖轉(zhuǎn)換為模擬電壓，便于示波器獲得反映USM轉(zhuǎn)速的特性曲線。內(nèi)置了串聯(lián)電感匹配網(wǎng)絡(luò)參數(shù)計算單元，輸入USM阻抗分析結(jié)果便可得到匹配參數(shù)，其計算方法為

(1)

圖1 USM測試驅(qū)器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 USM test-driver block diagram

其中：Cd為USM等效電路的并聯(lián)電容；Rs為串聯(lián)支路等效電阻；ws為串聯(lián)諧振頻率。

2 測試驅(qū)動電源主電路

2.1 傳統(tǒng)USM驅(qū)動器主電路分析

傳統(tǒng)USM驅(qū)動器主電路用推挽或半橋+高頻升壓變壓器拓撲，脈寬調(diào)制(pulse width modulation，簡稱PWM)單脈沖控制方式，調(diào)節(jié)占空比D實現(xiàn)輸出電壓控制[1-2]。

建立半橋逆變電路仿真模型，得到THD與PWM占空比關(guān)系曲線如圖2所示。曲線反映D大范圍變化會導(dǎo)致THD含量增加；D在35%～45%小范圍內(nèi)變化，THD值相對較低和基本保持不變。

圖2 占空比與THD關(guān)系曲線Fig.2 Duty cycle and THD curve

傳統(tǒng)USM驅(qū)動器用高頻變壓器實現(xiàn)能量傳遞和升壓功能，高頻變壓器有效截面積Ac與窗口面積Aw的乘積表達式為

(2)

其中：Kf為波形系數(shù)；Kw為窗口系數(shù)；fs為工作頻率；Bs為工作磁通密度；j為電流密度。

變壓器容量為輸入功率和輸出功率之和，由式(2)可知變壓器傳遞功率Ptr為

Ptr=KfKwjBsAwAcfs

(3)

變壓器遲滯損耗Ph經(jīng)驗公式為

(4)

其中：a為鐵氧體材料參數(shù)，其值為1.9～2；V為磁芯體積；kh為磁滯系數(shù)。

渦流損耗Pe經(jīng)驗公式為

(5)

其中：Ce為系數(shù)，取決于磁芯材料、形狀、尺寸和單位；ρ為磁芯電阻率。

由式(3)可知，在固定輸入電壓和固定輸出功率情況下，帶變壓器的驅(qū)動器要在10～100 kHz頻率范圍內(nèi)工作，需要按照最低工作頻率設(shè)計使用更大的磁芯才能滿足要求。式(4)和式(5)表明變壓器損耗隨磁芯體積和工作頻率增加而增大。

2.2 USM測試驅(qū)動電源主電路

在無升壓變壓器情況下，用Boost電路升壓。Boost電路只有升壓功能，這意味著供電電壓不能高于USM所需驅(qū)動電壓值。低壓供電使得Boost升壓比MD可能高達10倍?？紤]電感電阻R，MOSFET通態(tài)電阻Rds及Boost等效電路如圖3所示。

圖3 Boost等效電路Fig.3 Boost equivalent circuit

設(shè)T為開關(guān)周期，ton為導(dǎo)通時間，toff為關(guān)斷時間，占空比D=ton/T。

Q導(dǎo)通期間

(6)

Q關(guān)斷期間

(7)

其中:Vd為二極管壓降。

根據(jù)平衡原理，可得

(8)

(9)

在穩(wěn)態(tài)時，濾波電容C1充放電量相等，平均電流為0，故二極管的平均電流等于負載電流Io，則有

(10)

將式(10)代入式(8)，為了計算方便，忽略二極管導(dǎo)通壓降以及MOSFET導(dǎo)通電阻Rds，則有升壓比MD

(11)

根據(jù)式(11)，可得到圖4所示的MD，D及R/RL關(guān)系圖。

圖4 MD，D及R/RL的關(guān)系Fig.4 MD, D and R/RL relationship

圖4說明實際Boost電路在D增大到一定時，升壓比反而減小。從電感、MOSFET、二極管損耗和MOSFET所需通斷時間考慮，Boost的MD不宜太大。若取值為5左右，即占空比D=0.8左右。假設(shè)MD值取5，考慮半橋逆變器占空比小范圍(35%～45%)情況下調(diào)節(jié)，輸入恒值低壓直流電，逆變難以實現(xiàn)在幾十伏～幾百伏輸出，因此USM測試驅(qū)動電源主電路需要可變的輸入直流電壓。圖5為測試驅(qū)動電源主電路，由可控整流、Boost、半橋逆變器三級變換器級聯(lián)組成?？煽卣麟娐泛虰oost電路將工頻交流電變換為大范圍升降壓的直流電，2路半橋組成2相逆變器實現(xiàn)DC-AC。

圖5 USM測試驅(qū)動電源主電路Fig.5 USM test drive power main circuit

3 USM測試驅(qū)動電源控制策略

不同USM驅(qū)動電壓大小差別可能很大，但文獻[1]測量USM速度與驅(qū)動電壓關(guān)系結(jié)果反映了USM調(diào)速所需驅(qū)動信號幅值變化范圍不大。多級變換器串聯(lián)存在穩(wěn)定性問題[10-11],Boost電路特性要求閉環(huán)控制方式，因此USM測試驅(qū)動電源控制策略總體原則是Boost電路用閉環(huán)控制，可控整流電路根據(jù)期望電壓與實測輸出電壓選擇性調(diào)節(jié)控制，半橋逆變器固定占空比開環(huán)調(diào)節(jié)，為此提出了預(yù)配置+自動選擇性控制策略(pre-configured and selectivity control，簡稱PCASCC)。在PCASCC控制作用下：a.根據(jù)設(shè)定輸出電壓，合理分配三級變換器電壓變比，實現(xiàn)電壓大范圍調(diào)整；b.固定可控整流占空比，調(diào)節(jié)Boost占空比完成輸出電壓精細調(diào)節(jié)；c.根據(jù)2相逆變電壓差，微調(diào)半橋逆變占空比，保證2相電壓相等，或控制輸出電壓穩(wěn)定在誤差帶范圍內(nèi)。

下面主要論述PCASCC控制策略。用UAusm表示USM端電壓幅值，U*Ausm表示USM端電壓期望值，Vsin表示市網(wǎng)單相交流電壓有效值，可控整流控制角α余弦值cos(α)用Dscr表示，Uscrmax表示可控整流最大輸出電壓，DB表示Boost占空比，Dhlf表示逆變電路占空比。

當(dāng)測試驅(qū)動電源啟動或重新設(shè)置U*Ausm時，需要確認U*Ausm值才能進入正常工作模式。預(yù)配置占空比是根據(jù)新設(shè)的U*Ausm值與上一次U*Ausm值的差距，以及存儲器中占空比值大小確認。考慮THD和MD約束關(guān)系，預(yù)配置規(guī)則如式(12)所示

參考圖2，式(11)中Dhlf預(yù)配值取0.8，確保輸出THD最小和獲取更高輸出電壓。Dhlf值只有在2相幅值差距較大時，調(diào)節(jié)其中1相實現(xiàn)2相電壓相等。

在U*Ausm≤Uscrmax時，為了讓Boost電路工作在閉環(huán)狀態(tài)實現(xiàn)輸出調(diào)節(jié)，抑制各種擾動引起的電壓波動，Boost占空比DB取值為0.1。根據(jù)升壓比限制，以及可控整流、Boost電路輸出與輸入關(guān)系，Dscr取值范圍為

(13)

式(13)中，Dscr取最小值會使Boost電路升壓比接近5，故預(yù)配值應(yīng)靠近最大值，在負載增加拉低電壓時，有足夠升壓比余量。

在U*Ausm>Uscrmax時，Dscr預(yù)配值為0.8，式(12)中的DB預(yù)配值為

(14)

圖6 USM測試驅(qū)動電源控制策略Fig.6 USM test drive control Strategy

取閥值α，在ΔU>α?xí)r，進入選擇性單次控制模式，即保持Boost電路當(dāng)前周期占空比不變，計算可控整流Dscr的增量ΔDscr

ΔDscr=ΔU(1-DB)/0.9Vsin

(15)

在0<ΔU<α?xí)r，三級變換器只有Boost變換器為閉環(huán)控制方式，采用電流電壓雙閉環(huán)控制。

在ΔU<0時，Boost自動減小DB降低電壓輸出，但當(dāng)DB≤0.3時，自動選擇性單次降低可控整流Dscr實現(xiàn)降壓，計算Dscr的減量ΔDscr為

ΔDscr=7ΔU/0.36Vsin

(16)

當(dāng)前周期Boost占空比不調(diào)整，通過Dscr減小ΔDscr實現(xiàn)調(diào)節(jié)，下一個周期釋放可控整流，進入Boost自動調(diào)節(jié)模式。

4 實驗結(jié)果和討論

采用筆者提出的方案搭建實驗平臺，圖7(a)為驅(qū)動電源輸出同頻率、同幅值、相位差90°的交流方波。圖7(b)為匹配網(wǎng)絡(luò)前后的交流電，由圖7(b)可知，匹配網(wǎng)絡(luò)濾掉高次諧波，交流方波變?yōu)檎也?，但電壓有所升高?/p>

圖7 USM測試驅(qū)動電源輸出波形Fig.7 The output waveform of USM test drive power

用實驗室購置的TRUM60旋轉(zhuǎn)超聲電機以及實驗室自行設(shè)計的直線超聲電機作為測試驅(qū)動電源負載。圖8說明USM測試驅(qū)動電源實現(xiàn)了頻率、電壓，相位大范圍調(diào)節(jié)，其中圖8(a)和(b)分別為帶直線超聲電機和TRUM60負載端波形，波形為近似正弦信號，說明波形中還有諧波成分；圖8(c)和(d)波形為匹配網(wǎng)絡(luò)后的空載波形，波形正弦度比圖(a)和(b)好。圖8是在2相逆變占空比一樣的情況下測得的波形，每一幅波形都呈現(xiàn)了2相交流電在幅值上有一定差距，但從圖7(a)可知逆變橋輸出2相交流方波差距很小，因此可以推測是由2相匹配網(wǎng)絡(luò)和USM不對稱引起。

采用基于Labview測試平臺，用NI數(shù)據(jù)采集板獲取數(shù)據(jù)，用origin8.0制圖軟件將數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為曲線。圖9為驅(qū)動電源驅(qū)動TRUM60的速度曲線，獲取數(shù)據(jù)是在啟動后的幾分鐘內(nèi)，電機基本還處于常溫狀態(tài)。由圖可知，其速度波動范圍小，運行穩(wěn)定。速度曲線存在幾處較大的抖動，根據(jù)TRUM60運轉(zhuǎn)存在周期性卡頓的聲音，以及用標準的純正弦功放設(shè)備驅(qū)動TRUM60也存在上述現(xiàn)象，可以推斷是TRUM60本身問題。圖10為驅(qū)動電源輸出頻率不變，電壓峰峰值不變，TRUM60運行一段時間后，電機溫度明顯上升后獲得的速度曲線，曲線反映了文獻[1-2]所述的超聲電機工作頻率漂移結(jié)論。

圖8 不同頻率、幅值和相位差的正弦信號Fig.8 Different frequency, amplitude and phase difference sine signal

圖9 TRUM60啟動幾分鐘內(nèi)的速度曲線Fig.9 Speed curve of TRUM60 within a few minutes after start-up

圖10 TRUM60明顯溫升后的速度曲線Fig.10 Speed curve of TRUM60 after significant temperature rise

5 結(jié) 論

1) USM測試驅(qū)動電源輸出電壓、頻率、相位差能大范圍調(diào)節(jié)，滿足絕大多數(shù)USM測試需求，無需再設(shè)計USM驅(qū)動電源，可縮短USM研制周期和降低成本。

2) 受到高頻變壓器效率、體積、Boost升壓比以及占空比與THD的限制，單級帶高頻變壓器的USM電路拓撲和Boost都不適合作為USM測試驅(qū)動電源主電路，需要多級電路擴大電壓調(diào)整范圍。

3) 采用PCASCC控制策略，使得多級電路只有一級處于閉環(huán)控制，各級之間關(guān)聯(lián)程度降低，系統(tǒng)穩(wěn)定性提高。

4) USM測試驅(qū)動電源輸出為交流方波，仿真結(jié)果反映USM端電壓仍然含有較大THD，說明單一電感不能完全消除高次諧波。從匹配角度出發(fā)，最佳匹配值隨著工作頻率漂移發(fā)生改變，需要微調(diào)匹配網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，但這會導(dǎo)致USM端電壓THD增加，而運行過程中自動調(diào)節(jié)匹配參數(shù)存在困難，這需要進一步根據(jù)研究固定匹配參數(shù)對電機運行的影響來調(diào)整設(shè)計方案。

5) 超聲電機速度曲線反映了超聲電機運行一段時間后工作頻率發(fā)生漂移，專用USM驅(qū)動控制器需要頻率跟蹤或電壓調(diào)節(jié)補償速度變化。