劉世鋒 徐曉瑞 張方正 劉 鵬 康曉晨 楊華山 潘時(shí)龍

(南京航空航天大學(xué)雷達(dá)成像與微波光子技術(shù)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210016)

1 引言

作為現(xiàn)代通信、探測(cè)和測(cè)試系統(tǒng)中的核心部件，頻率綜合器能夠在一定帶寬范圍內(nèi)靈活輸出高精度、高穩(wěn)定的頻率信號(hào)，廣泛應(yīng)用于無(wú)線通信、雷達(dá)探測(cè)、測(cè)試與計(jì)量、衛(wèi)星等領(lǐng)域[1–4]。隨著技術(shù)的發(fā)展，高頻率、大帶寬、低相噪及低雜散成為新一代高性能頻率綜合系統(tǒng)的必然演進(jìn)方向。傳統(tǒng)基于微波技術(shù)的頻率綜合技術(shù)采用低頻晶體振蕩器作為參考源，通過(guò)倍頻鎖相的方式產(chǎn)生高頻信號(hào)，但是所產(chǎn)生的高頻信號(hào)的相位噪聲在倍頻鎖相過(guò)程中被快速惡化(20lgN,N為倍頻因子)，難以進(jìn)一步提升。

相比之下，光子技術(shù)具有低噪聲、低損耗和大帶寬等關(guān)鍵優(yōu)勢(shì)，因此通過(guò)光子技術(shù)實(shí)現(xiàn)頻率綜合已獲得人們的廣泛重視[5–9]。光域?qū)崿F(xiàn)微波頻率綜合技術(shù)主要包括雙光頻梳鎖定技術(shù)[5]，飛秒鎖模激光器鎖相技術(shù)[6]，半導(dǎo)體激光器注入鎖定技術(shù)[7]和基于光電振蕩器(Opto-Electronic Oscillator, OEO)的鎖相技術(shù)[8,9]等。雙光頻梳鎖定技術(shù)和飛秒鎖模激光器鎖相技術(shù)本質(zhì)上都需要選出兩個(gè)光波長(zhǎng)進(jìn)行拍頻，將拍頻產(chǎn)生的微波信號(hào)作為頻率綜合器的參考信號(hào)。這兩種技術(shù)都能產(chǎn)生高穩(wěn)定的參考信號(hào)，但為了保證選出的兩個(gè)波長(zhǎng)的頻率穩(wěn)定性，需要對(duì)光頻梳對(duì)或者鎖模激光器進(jìn)行復(fù)雜的控制，很難具有實(shí)用性。而基于半導(dǎo)體激光器的注入鎖定技術(shù)[7]能夠?qū)崿F(xiàn)寬帶頻綜信號(hào)產(chǎn)生，但是由于主光波長(zhǎng)和從光波長(zhǎng)之間無(wú)法嚴(yán)格相位鎖定，因此產(chǎn)生的頻綜信號(hào)相位噪聲性能較差。與前3種技術(shù)不同，基于OEO的頻率綜合技術(shù)采用OEO輸出的高頻、低相位噪聲的微波頻率作為參考信號(hào)，利用鎖相環(huán)技術(shù)將頻率綜合器的輸出信號(hào)和光電振蕩頻率進(jìn)行相位鎖定，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)寬帶高性能的頻率綜合信號(hào)產(chǎn)生?；谠摍C(jī)理，Peng等人[8]利用鎖相OEO實(shí)現(xiàn)了高頻率分辨率的X波段頻率綜合器，輸出頻率范圍覆蓋8～10 GHz。該技術(shù)避免了傳統(tǒng)倍頻鎖相技術(shù)引入的相噪惡化，但其OEO輸出頻率的相位噪聲僅為–100 dBc/Hz@10 kHz，極大地限制了頻率綜合器性能的提升。此外，Beltchicov等人[9]基于振蕩頻率為10.2 GHz的OEO及鎖相技術(shù)也實(shí)現(xiàn)了9～18 GHz的頻率綜合器。該系統(tǒng)通過(guò)頻率合成輸出的10 GHz信號(hào)相位噪聲約為–120 dBc/Hz@1 kHz以及–140 dBc/Hz@10 kHz，具有很好的相噪性能。值得注意的是，該方案中采用的OEO相位噪聲約為–122 dBc/Hz@1 kHz和–151 dBc/Hz@10 kHz，從根本上保證了頻率綜合器輸出信號(hào)的頻譜純度及噪聲性能。綜上所述，基于超低相位噪聲OEO的頻率綜合技術(shù)為實(shí)現(xiàn)高性能先進(jìn)頻率綜合系統(tǒng)提供了有效新思路。

本文提出了一種基于級(jí)聯(lián)相位調(diào)制器(Phase Modulator，PM)的注入鎖定OEO及其頻率綜合系統(tǒng)。與傳統(tǒng)的OEO[10–12]相比，本文利用相位調(diào)制技術(shù)展寬光譜并保持光功率恒定，降低振蕩環(huán)路中光纖引入的受激布里淵散射[13]、自相位調(diào)制[14]以及四波混頻[15]等非線性影響。采用注入信號(hào)和光電振蕩信號(hào)分別獨(dú)立調(diào)制的方式，隔離注入信號(hào)對(duì)振蕩環(huán)路微波器件的反向干擾，從而消除微波鏈路中反射干擾對(duì)振蕩信號(hào)的影響。雙輸出馬赫曾德?tīng)柛缮嫫?Mach-Zehnder Interferometer，MZI)實(shí)現(xiàn)相位調(diào)制到強(qiáng)度調(diào)制的轉(zhuǎn)化，之后通過(guò)平衡探測(cè)的方式消除系統(tǒng)共模強(qiáng)度噪聲，大幅提升系統(tǒng)信噪比。此外，本文基于所提出的OEO，聯(lián)合直接數(shù)字頻率合成(Direct Digital frequency Synthesis, DDS)與鎖相環(huán)(Phase-Locked Loop, PLL)的混合鎖相技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了寬帶、高性能頻率綜合信號(hào)的產(chǎn)生。本文中，首先提出并分析基于級(jí)聯(lián)相位調(diào)制器的注入鎖定OEO的結(jié)構(gòu)、機(jī)理及其性能，然后提出基于上述OEO的頻率綜合系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與原理，最后搭建基于級(jí)聯(lián)相位調(diào)制器的注入鎖定OEO的頻率綜合實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，并對(duì)其產(chǎn)生信號(hào)的性能開(kāi)展研究與分析，證實(shí)所提OEO及其頻綜系統(tǒng)的可行性與技術(shù)優(yōu)勢(shì)。

2 基于級(jí)聯(lián)PM的注入鎖定光電振蕩器

圖1 基于級(jí)聯(lián)PM的注入鎖定OEO結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Configuration of the injection-locked OEO based on the cascaded phase modulators

圖1所示為基于級(jí)聯(lián)相位調(diào)制器的注入鎖定OEO結(jié)構(gòu)示意圖，主要由光源，相位調(diào)制器(PM1,PM2)，光纖，雙輸出MZI，平衡探測(cè)器(Balanced PhotoDetector, BPD)，放大器，窄帶帶通濾波器(BandPass Filter, BPF)，壓控移相器(Voltage-Controlled Phase Shifter, VCPS)，注入源以及鎖相環(huán)等各部分組成。PM1將注入源輸出的信號(hào)相位調(diào)制到光源輸出的光載波上，輸出的相位調(diào)制光信號(hào)在級(jí)聯(lián)的PM2中相位調(diào)制上光電振蕩信號(hào)，并輸出級(jí)聯(lián)相位調(diào)制后的光信號(hào)。PM2輸出的光信號(hào)經(jīng)過(guò)長(zhǎng)光纖延時(shí)后，在雙輸出MZI中實(shí)現(xiàn)相位調(diào)制到強(qiáng)度調(diào)制的轉(zhuǎn)化，輸出兩路差分的強(qiáng)度調(diào)制光信號(hào)，并在BPD中進(jìn)行平衡探測(cè)，實(shí)現(xiàn)光信號(hào)到電信號(hào)的轉(zhuǎn)化。平衡探測(cè)后的微波信號(hào)經(jīng)過(guò)放大器、帶通濾波器及壓控移相器后連接至PM2的射頻端口形成振蕩環(huán)路。若注入源信號(hào)關(guān)閉，當(dāng)反饋環(huán)路滿足自由振蕩條件后[16]，OEO將輸出頻率為帶通濾波器中心頻率附近的振蕩信號(hào)，但是自由振蕩的OEO輸出頻率不固定，且邊模抑制較差。

為了使OEO輸出固定頻率且具有高雜散抑制比，本文將注入源信號(hào)打開(kāi)，調(diào)制到PM1上，并通過(guò)PM2、光纖、雙輸出MZI和BPD進(jìn)入至光電振蕩環(huán)路，且注入信號(hào)頻率與帶通濾波器的中心頻率保持一致。得益于注入信號(hào)的牽引與對(duì)其它振蕩模式的抑制作用，OEO將在注入信號(hào)頻率處形成振蕩，并在帶通濾波器輸出端口輸出高雜散抑制比的振蕩信號(hào)[10]。此外，為了提高環(huán)路信號(hào)的信噪比以及降低振蕩信號(hào)的相位噪聲，光源輸出功率需要盡可能提高。但是基于傳統(tǒng)強(qiáng)度調(diào)制的OEO方案，隨著光源功率提高，進(jìn)入到光纖中的強(qiáng)度調(diào)制光信號(hào)功率也將提升，容易激發(fā)光纖中的各類(lèi)非線性效應(yīng)[14,17]，比如受激布里淵散射、自相位調(diào)制及四波混頻等。本文在進(jìn)入長(zhǎng)光纖前采用相位調(diào)制方式，將光載波的能量分散到各個(gè)調(diào)制邊帶上，降低了光纖中受激布里淵散射的影響[17]。同時(shí)相位調(diào)制不影響輸出光信號(hào)強(qiáng)度，保持光能量在光纖傳播中不隨時(shí)間變化，從而降低光纖克爾非線性引入的噪聲影響。此外，為了提升OEO的頻率穩(wěn)定性，本文將OEO輸出頻率相位鎖定到注入源信號(hào)上，即采用PLL技術(shù)將OEO的輸出頻率與注入源信號(hào)鑒相并將獲得的誤差信號(hào)控制VCPS的相位變化，從而反饋控制光電振蕩環(huán)路的相位，最終實(shí)現(xiàn)OEO輸出頻率的穩(wěn)定。值得注意的是，本文引入的雙輸出MZI級(jí)聯(lián)平衡探測(cè)器的方法擁有兩倍于基于傳統(tǒng)強(qiáng)度調(diào)制OEO的光功率，光電轉(zhuǎn)化后產(chǎn)生的微波功率提升6 dB[18]，可大幅提升振蕩信號(hào)的信噪比。接下來(lái)對(duì)其進(jìn)行理論分析，令通過(guò)PM1, PM2以及光纖后，輸入MZI的光場(chǎng)為

其中，E0為進(jìn)入MZI的光場(chǎng)幅度，為光載波角頻率，θ(t)為經(jīng)過(guò)PM1和PM2后相位調(diào)制總和，τ0為光纖引入的時(shí)延。假設(shè)雙輸出MZI的兩臂之間引入的時(shí)延差為τd,φd為MZI中兩臂引入的相位差，那么MZI兩臂輸出光場(chǎng)E1(t),E2(t)分別為(忽略MZI本征長(zhǎng)度)

雙輸出MZI的兩路輸出光信號(hào)分別注入到BPD中，通過(guò)BPD轉(zhuǎn)化成電信號(hào)，并輸出差分后的光電流i(t)，可表示為

其中，?為BPD中單個(gè)探測(cè)器的響應(yīng)度。由于光電振蕩器輸出的信號(hào)為單頻信號(hào)，所以可以令θ(t)=βcos(ω0t)，其中ω0為振蕩信號(hào)的角頻率，β為小信號(hào)調(diào)制系數(shù)。調(diào)節(jié)MZI的延時(shí)使得ω0τd=(2n-1)，其中n為整數(shù)，同時(shí)調(diào)節(jié)MZI的相對(duì)相位差使得ωcτd+φd=/2，最終由式(3)可得(忽略高階分量)

由式(2)、式(3)、式(4)式可得，BPD輸出的信號(hào)比單路PD輸出微波信號(hào)功率提升了4倍，從而大幅度提升了系統(tǒng)的信噪比。

根據(jù)圖1的原理結(jié)構(gòu)，搭建了基于級(jí)聯(lián)PM的注入鎖定OEO，輸出信號(hào)頻率為9.9999914 GHz，其結(jié)果如圖2所示。圖2(a)為OEO輸出信號(hào)在頻率范圍為1 MHz、RBW為1 kHz的頻譜圖。由圖2(a)可知，OEO輸出信號(hào)雜散抑制比大于85 dB，表明該系統(tǒng)具有很低的雜散分量。這些雜散分量主要來(lái)自于光電振蕩環(huán)路中殘余的競(jìng)爭(zhēng)模式。接下來(lái)對(duì)本文所提的OEO輸出頻率的相位噪聲進(jìn)行分析，如圖2(b)中藍(lán)色曲線所示，系統(tǒng)產(chǎn)生的光電振蕩信號(hào)在1 kHz頻偏處的相位噪聲為–127.2 dBc/Hz, 10 kHz頻偏處的相位噪聲為–153.1 dBc/Hz，振蕩模式模式間隔為46 kHz左右。作為對(duì)比，紅色曲線為商用基于微波技術(shù)實(shí)現(xiàn)的高性能微波源(E8257D, Keysight)在同頻點(diǎn)處的相位噪聲曲線，其相位噪聲為–105 dBc/Hz@1 kHz以及–114.4 dBc/Hz@10 kHz。對(duì)比分析可知，本文所提出的基于級(jí)聯(lián)PM的注入鎖定OEO在1 kHz和10 kHz頻偏處的相位噪聲比E8257D分別低22.2 dB和38.7 dB，表明本系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了超低相位噪聲信號(hào)的產(chǎn)生。

為了分析光纖非線性效應(yīng)對(duì)OEO相位噪聲的影響，本文在相位調(diào)制器為小信號(hào)調(diào)制狀態(tài)且輸出光功率為15.5 dBm情況下，依次在環(huán)路光纖前端和后端增加光衰減器，測(cè)試不同光衰減量下的相位噪聲情況。如圖3所示，藍(lán)色曲線和紅色曲線分別為在環(huán)路光纖的前端和后端增加光衰減器、對(duì)應(yīng)OEO在10 kHz頻偏處的相位噪聲隨光衰減量的變化情況。對(duì)比兩條曲線可知，當(dāng)光衰減量從0～5 dB變化時(shí)，紅色曲線對(duì)應(yīng)的相噪變化較小，而藍(lán)色曲線對(duì)應(yīng)的相位噪聲值比紅色曲線有了極大的提升，且逐步接近–150 dBc/Hz。表明高功率的調(diào)制光信號(hào)激發(fā)了光纖中的非線性效應(yīng)，嚴(yán)重地惡化了OEO的相位噪聲。通過(guò)在光纖前端增加光衰減，降低進(jìn)入光纖的光功率，可達(dá)到降低光纖非線性效應(yīng)影響、提升OEO性能的效果。當(dāng)光衰減量從5.0～8.8 dB變化時(shí)，藍(lán)色曲線對(duì)應(yīng)的OEO逐漸從最優(yōu)的相位噪聲惡化至–130 dBc/Hz左右，惡化的主要來(lái)源為環(huán)路衰減引起的信噪比損失。而紅色曲線對(duì)應(yīng)的相位噪聲仍然比藍(lán)色曲線高近20 dB，表明光纖非線性效應(yīng)對(duì)相位噪聲的影響在紅色曲線中仍然表現(xiàn)顯著。所以，為了實(shí)現(xiàn)最優(yōu)化的相位噪聲性能，需要提高系統(tǒng)信噪比同時(shí)盡可能降低光纖中非線性效應(yīng)的影響。

圖3 光纖非線性效應(yīng)對(duì)OEO相位噪聲影響Fig.3 Influence of the nonlinear effects in the optical fiber on the phase noise of the OEO

3 基于超低相噪OEO的頻率綜合系統(tǒng)

目前，實(shí)現(xiàn)頻率綜合器的主要方式包括直接模擬頻率合成、DDS、混頻法頻率合成以及鎖相環(huán)頻率合成等幾種途徑[19]。結(jié)合第2節(jié)所提出的基于級(jí)聯(lián)PM的注入鎖定OEO，本文利用DDS與鎖相環(huán)技術(shù)實(shí)現(xiàn)寬帶、高性能頻率綜合系統(tǒng)，輸出頻率為5.9～12.9 GHz，其系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 基于超低相噪OEO的頻率綜合器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖Fig.4 Configuration of the frequency synthesizer based on the ultra-low phase noise OEO

基于級(jí)聯(lián)PM的注入鎖定OEO為本文所提出頻率綜合系統(tǒng)提供高性能參考信號(hào)。如圖4所示，OEO輸出的9.9999914 GHz信號(hào)通過(guò)功分器分為A,B, C 3路，其中A路輸出信號(hào)與壓控振蕩器(Voltage-Controlled Oscillator, VCO)在混頻器1中混頻產(chǎn)生0.1～1.1 GHz的中頻信號(hào)。B路輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)10分頻器分頻后，產(chǎn)生多個(gè)次諧波分頻分量，其中1 GHz, 2 GHz, 3 GHz的分頻分量分別由對(duì)應(yīng)的帶通濾波器選出。頻率為3 GHz的分頻分量被選出用作DDS的外部參考時(shí)鐘。DDS的輸出頻率通過(guò)編程控制，可實(shí)現(xiàn)0.2～1.2 GHz的頻率輸出。DDS輸出信號(hào)與來(lái)自混頻器1中的中頻信號(hào)再次混頻，輸出頻率為100 MHz的中頻信號(hào)，并與C路的光電振蕩頻率100次分頻后的信號(hào)一起輸入至鑒相鑒頻器中(Phase-Frequency Detector, PFD)。PFD輸出的誤差信號(hào)經(jīng)由帶寬為1 MHz的環(huán)路濾波器(Loop Filter, LF)提取，并反饋至VCO，進(jìn)行頻率穩(wěn)定控制，從而實(shí)現(xiàn)VCO到OEO的相位鎖定。當(dāng)鎖相環(huán)路穩(wěn)定后，VCO可輸出頻率為8.9～9.9 GHz的信號(hào)。然后，通過(guò)將VCO輸出信號(hào)與OEO的10分頻信號(hào)中1 GHz, 2 GHz或3 GHz的分頻分量在混頻器3處混頻，實(shí)現(xiàn)頻率為5.9～12.9 GHz的頻率輸出。

此外，為了實(shí)現(xiàn)寬頻譜范圍內(nèi)頻率的快速切換，系統(tǒng)引入射頻開(kāi)關(guān)(SW1, SW2, SW3及SW4)，并通過(guò)FPGA對(duì)其快速控制。由于頻綜系統(tǒng)中引入了多個(gè)混頻器，混頻器輸出的交調(diào)分量將會(huì)惡化系統(tǒng)的雜散抑制度，因此在信號(hào)輸出端引入帶寬為500 MHz的帶通濾波器組(BPF Group)對(duì)雜散信號(hào)進(jìn)行濾除，抑制殘余的雜散分量。本系統(tǒng)通過(guò)引入高頻、超低相位噪聲參考源，可實(shí)現(xiàn)頻率綜合器鎖相環(huán)路中分頻系數(shù)的大幅降低，避免相位噪聲的倍頻惡化，從而保證了系統(tǒng)信號(hào)的高性能輸出。

4 實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析

基于圖4所示結(jié)構(gòu)圖，搭建了基于超低相位噪聲OEO的頻率綜合器系統(tǒng)，其中OEO采用基于級(jí)聯(lián)PM的注入鎖定技術(shù)，輸出頻率與注入源頻率同頻(9.9999914 GHz)。OEO中激光器(Emcore 1782)輸出波長(zhǎng)為1550.2 nm，輸出光功率為20 dBm。環(huán)路中光纖為單模光纖，類(lèi)型為G652D，模場(chǎng)直徑為9.3 μm。光纖長(zhǎng)度約為4.4 km且注入至光纖中的光功率約為 13 dBm。為保證注入信號(hào)不對(duì)光電振蕩器相位噪聲造成影響，注入功率低于–15 dBm，對(duì)應(yīng)信號(hào)的相位噪聲為–118 dBc/Hz @1 kHz以及–122 dBc/Hz @10 kHz。此外，該頻率綜合系統(tǒng)主要還包括VCO(Hittite-HMC511), DDS(ADIAD9914), PFD(Hittile-HMC439)，分頻器，混頻器，低噪聲放大器，帶通濾波器，功分器和射頻開(kāi)關(guān)等。實(shí)驗(yàn)過(guò)程中，采用相噪分析儀(FSWP-50,R&S)對(duì)頻率綜合信號(hào)的頻譜和相位噪聲進(jìn)行分析，使用實(shí)時(shí)示波器(Keysight DSOX93304，采樣率80 GSa/s)對(duì)跳頻信號(hào)進(jìn)行采樣與分析。

為了驗(yàn)證以基于級(jí)聯(lián)PM的注入鎖定OEO為參考源，鎖相后VCO的輸出信號(hào)性能，調(diào)節(jié)DDS參數(shù)，使其輸出599.9914 MHz信號(hào)用于VCO的鑒相鑒頻，從而使VCO輸出9.4 GHz的微波信號(hào)，其頻譜圖如圖5(a)所示。由圖5(a)可知，VCO成功產(chǎn)生了頻率為9.4 GHz的微波信號(hào)，且雜散抑制比在10.0 MHz的頻率范圍內(nèi)達(dá)到74.3 dB。需要注意的是，在9.4 GHz頻率兩側(cè)頻偏大約1 MHz處有兩個(gè)較高的噪聲包絡(luò)，該噪聲包絡(luò)主要由帶寬為1 MHz的鎖相環(huán)引入。此外，本文還對(duì)VCO輸出9.4 GHz信號(hào)的相位噪聲進(jìn)行了分析，圖5(b)給出了鎖相前VCO輸出相噪曲線(黑線)，鎖相后VCO輸出相噪曲線(紅線)以及OEO信號(hào)的相噪曲線(藍(lán)線)。由圖可知，鎖相后輸出信號(hào)的相位噪聲在1 kHz和10 kHz頻偏處分別為–115.3 dBc/Hz和–130.7 dBc/Hz，比鎖定前信號(hào)的相位噪聲分別低65.2 dB和47.3 dB，表明VCO輸出信號(hào)鎖相至OEO后相位噪聲比鎖相前有了極大的提升。值得注意的是，鎖相后VCO信號(hào)的相位噪聲相對(duì)于OEO相噪仍然有較大的差距，在1 kHz和10 kHz頻偏處比OEO的相位噪聲分別高11.9 dB和22.4 dB，其主要原因在于VCO本征噪聲、DDS本征噪聲和鎖相環(huán)帶內(nèi)噪聲的總噪底比OEO的噪底要高。為進(jìn)一步降低VCO輸出信號(hào)的相位噪聲，可通過(guò)引入更低本征噪聲的VCO和DDS，并優(yōu)化鎖相環(huán)的有源噪聲。

圖5 VCO輸出頻率為9.4 GHz信號(hào)的結(jié)果圖Fig.5 Output results of the 9.4 GHz signal generated by the VCO

改變DDS輸出頻率，VCO輸出頻率也會(huì)隨之變化。圖6為VCO輸出信號(hào)頻率為8.9～9.9 GHz、步進(jìn)為0.1 GHz的相位噪聲和雜散抑制情況。由圖6(a)可知，VCO輸出各頻點(diǎn)在10 kHz頻偏處的相位噪聲值為–130 dBc/Hz左右，表明VCO鎖相至超低相噪OEO后實(shí)現(xiàn)了寬帶、低相噪信號(hào)的產(chǎn)生。圖6(b)為VCO輸出各頻點(diǎn)的雜散抑制情況，從圖中可知，各頻點(diǎn)雜散抑制比都大于70 dB，說(shuō)明該系統(tǒng)具有高頻譜純度。

由于VCO輸出的頻率范圍有限，為進(jìn)一步拓展頻率綜合系統(tǒng)的輸出頻率范圍，將VCO的輸出信號(hào)與OEO的10分頻后的次諧波分量(分別為1 GHz,2 GHz, 3 GHz)進(jìn)行混頻，從而實(shí)現(xiàn)了5.9～12.9 GHz的頻率合成，其結(jié)果如圖7所示。圖7(a)為本文所提出頻率綜合系統(tǒng)輸出頻率為5.9～12.9 GHz、步進(jìn)為1 GHz情況下的相位噪聲曲線。由圖7(a)可知，頻率綜合系統(tǒng)輸出信號(hào)的相位噪聲在5.9～12.9 GHz范圍內(nèi)具有高一致性，且在近頻偏處相對(duì)于VCO有極大提升。圖7(b)分析了該頻率綜合系統(tǒng)的在不同頻率下、10 kHz頻偏處的相位噪聲值和雜散抑制情況。由圖可得，其10 kHz頻偏處相位噪聲在5.9～12.9 GHz范圍內(nèi)均低于–125 dBc/Hz，最低能到–135 dBc/Hz，表明該系統(tǒng)在更大工作頻率范圍下仍然能保持低相位噪聲的信號(hào)輸出。值得注意的是，輸出信號(hào)的雜散抑制比隨頻率在65～70 dB范圍內(nèi)變化，比圖6(b)惡化了5 dB左右，主要原因在于混頻器是非線性器件，混頻后的信號(hào)中包含眾多交調(diào)分量，惡化了系統(tǒng)雜散性能。此外，還對(duì)頻率綜合系統(tǒng)的跳頻時(shí)間進(jìn)行了分析，如圖7(c)所示，從9.04 GHz到9.02 GHz的跳頻時(shí)間低于1.48 μs，表明該系統(tǒng)具有快速跳頻性能。

圖7 頻率合成輸出為5.9～12.9 GHz的情況Fig.7 Frequency synthesyzing performance within 5.9～12.9 GHz

5 結(jié)束語(yǔ)

本文提出一種基于級(jí)聯(lián)PM的注入鎖定OEO及其頻率綜合系統(tǒng)。該OEO利用相位調(diào)制輸出光信號(hào)具有光譜寬、功率恒定的特點(diǎn)，降低了光纖中的非線性效應(yīng)引入的強(qiáng)度噪聲。還利用雙輸出MZI級(jí)聯(lián)BPD的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)相位調(diào)制到強(qiáng)度調(diào)制的轉(zhuǎn)化并有效提高了系統(tǒng)的信噪比。為了降低光電振蕩信號(hào)的邊模抑制比，采用在PM1中注入信號(hào)的方式，實(shí)現(xiàn)了注入鎖定OEO，其輸出頻率為9.9999914 GHz，其相位噪聲分別為–127.2 dBc/Hz@1 kHz和–153.1 dBc/Hz@10 kHz，比Keysight E8257D在相同頻點(diǎn)、相同頻偏處分別低22.2 dB和38.7 dB，具有超低相位噪聲性能。此外，本文還基于所提出的超低相位噪聲OEO構(gòu)建了一個(gè)寬帶頻率綜合系統(tǒng)。該頻率綜合系統(tǒng)采用DDS和PLL混合技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了VCO鎖相至OEO中，并輸出8.9～9.9 GHz信號(hào)，且相位噪聲保持在–130 dBc/Hz@10 kHz附近，雜散抑制比優(yōu)于70 dB。最后，本文通過(guò)引入電混頻器、帶通濾波器組及射頻開(kāi)關(guān)，將頻率綜合系統(tǒng)的工作頻率進(jìn)行了拓展，實(shí)現(xiàn)了5.9～12.9 GHz的頻率輸出，對(duì)應(yīng)的10 kHz頻偏處相位噪聲仍然為–130 dBc/Hz附近，跳頻時(shí)間小于1.48 μs，且雜散抑制比優(yōu)于65 dB。值得注意的是，通過(guò)改善或者引入更高性能VCO、DDS和鎖相環(huán)，可進(jìn)一步提升該頻率綜合系統(tǒng)的相位噪聲性能。綜上所述，本文所提出的基于級(jí)聯(lián)PM的注入鎖定OEO及其頻率綜合系統(tǒng)具有寬帶、超低相位噪聲、低跳頻時(shí)間等特性，可應(yīng)用于現(xiàn)代衛(wèi)星通信、電子戰(zhàn)系統(tǒng)、雷達(dá)探測(cè)以及高端儀器儀表等領(lǐng)域。