張景輝, 郭 瑜，倪 屹，李岱林，余 濤，汪 洋

(江南大學 物聯(lián)網(wǎng)工程學院,江蘇 無錫 214122)

0 引言

作為超高速無線通信系統(tǒng)中射頻前端的重要部件，兼具低損耗、寬阻帶與高帶外抑制的超寬帶濾波器已成為研究的熱點。

采用多模諧振器耦合是目前最普遍的超寬帶濾波器設計方法，但卻有阻帶窄的缺陷[1]。為此，通常采用枝節(jié)負載[2]，平行耦合微帶線[3-4]或?qū)掃咇詈衔Ь€/共面波導(CPW)[5]等結(jié)構(gòu)，但會造成尺寸與損耗的增加。具有交叉耦合的λ/4(λ為波長)短截線濾波器具有較好的寬帶特性[6]，并可引入額外零點，但多諧振器耦合也會造成損耗的增加。此外，平行耦合階躍阻抗諧振器[7]與終端交叉狀諧振器[8]等最近也被用于超寬帶濾波器設計。

為了解決上述問題，本文提出了一種新型的超寬帶濾波器設計方法。首先，通過分路耦合結(jié)構(gòu)，在通帶兩邊分別引入了可獨立調(diào)節(jié)的零點，提高了帶外抑制性能；利用基片集成波導(SIW)結(jié)構(gòu)，可進一步提高頻率選擇性，并可減小電磁能量的耗散；然后，利用周期性CPW結(jié)構(gòu)引入寬阻帶；此外，中間金屬片的引入可實現(xiàn)濾波器的小型化性能；最后制作出具有較低損耗、高帶外抑制與小型化的超寬帶濾波器。

1 超寬帶濾波器特性分析

圖1(a)為該濾波器的三維結(jié)構(gòu)示意圖，包括頂層金屬板，底層金屬板與嵌入在介質(zhì)層中的中間金屬片。中間金屬片位于頂層容性槽線的正下方，如圖1(c)所示。通過兩排金屬柱將頂層金屬板與底層金屬板連接起來，實現(xiàn)了較好的能量存儲與較低的能量耗散。由圖1(b)可知，輸入、輸出端口設計在頂層金屬板上，通過CPW結(jié)構(gòu)實現(xiàn)寬頻帶的能量轉(zhuǎn)換與耦合。圖1(c)為該濾波器A-A′方向的剖面視圖，兩層RO4350基板通過RO4450F粘結(jié)片粘結(jié)起來，中間金屬片位于上層基板與粘結(jié)片之間。圖1中，l1，k分別為螺旋結(jié)構(gòu)的長度與寬度，w1與g1分別為螺旋結(jié)構(gòu)金屬寬度與間隙，ws為容性槽線的寬度，wp為金屬片的寬度，hc與hp分別為上、下兩層介質(zhì)層的厚度。

圖1 濾波器結(jié)構(gòu)示意圖

1.1 等效模型分析

對濾波器的電磁特性進行了分析與仿真，得到的集總參數(shù)等效電路模型如圖2(a)所示。該濾波器整體呈對稱結(jié)構(gòu)，可作為二端口網(wǎng)絡進行分析，輸入、輸出耦合端口分別為I與O。2個LC并聯(lián)諧振器分別通過分立的集總電容與電感元件實現(xiàn)能量耦合，其中，L與C分別為諧振器的自電感與自電容，Cm與Lm分別為耦合電容與耦合電感。

圖2 等效模型示意圖

圖2(b) 為電磁分路耦合的拓撲結(jié)構(gòu)，E與M分別為電、磁耦合，諧振器R1與R2可分別通過電、磁耦合實現(xiàn)能量的傳輸。對于電耦合通路有：

(1)

(2)

(3)

相似地，磁耦合與電磁混合耦合通路有：

(4)

(5)

(6)

(7)

式中：fe，fm分別為諧振器的自諧振頻率；ke，km，kx分別為電耦合系數(shù)、磁耦合系數(shù)與電磁混合耦合系數(shù)。

由式(3)～(5)可知，可通過調(diào)節(jié)Lm與Cm的值對電、磁耦合系數(shù)進行單獨調(diào)節(jié)。

電磁分路耦合結(jié)構(gòu)可在濾波器中引入2個零點，通過調(diào)節(jié)電磁耦合對傳輸零點進行單獨控制。為了實現(xiàn)較好的帶外抑制，本文通過在上、下兩層金屬板間嵌入中間金屬片，在不增加濾波器尺寸的同時，增加了電耦合強度，從而使2個零點分別分布在通帶的兩側(cè)。

進入新時期，江澤民和胡錦濤同志也高度重視黨的紀律建設。江澤民同志在十五屆中央紀委三次全會上首次提出了“紀律建設”概念，其后多次講話中也對紀律建設的重要性進行了闡述，并且提出了一系列加強紀律建設的舉措。胡錦濤同志在黨的十八大報告中繼續(xù)沿用了“紀律建設”概念，可以說十八大迎來了紀律建設的“春天”。

1.2 電磁分路耦合分析

1.2.1 電耦合路徑分析

對等效電路模型進行計算與仿真分析可知，增加電耦合強度可使電耦合控制的零點移動到通帶左側(cè)。因此，在兩層金屬板間嵌入中間金屬片，增加了金屬板間的平板電容，從而增加了諧振器間總的耦合電容Ceff，其等效電路模型如圖2(c)所示。其中，中間金屬片與上、下兩層金屬板間的電容分別為Cft與Cfb，其容值與金屬板的正對面積及板間距有關(guān)；頂層金屬板上的容性槽線的電容為Cs，其容值、槽線的長度與寬度有關(guān)。為便于分析，金屬板與金屬柱視為理想導體，忽略其寄生電導與電抗。因此，可得

(8)

由式(6)可知，中間金屬片的引入增大了總的等效電容。通過調(diào)節(jié)wp與hp或ws，可調(diào)節(jié)Ceff的大小，從而便于控制通帶零點的位置。

1.2.2 磁耦合路徑分析

濾波器上通帶零點的位置主要受磁耦合強度的影響。為達到所需磁耦合強度，且兼顧濾波器的尺寸，采用螺旋型缺陷地結(jié)構(gòu)(DGS)[9]，該結(jié)構(gòu)由嵌入在接地平面上的螺旋傳輸線組成。與傳統(tǒng)的啞鈴狀結(jié)構(gòu)相比，該結(jié)構(gòu)具有更好的慢波特性，故而具有較好的小型化潛力。螺旋的大小(寬度和長度)控制著上通帶零點的頻率，而間隔g1與w1影響響應頻率和品質(zhì)因數(shù)。

1.3 周期性缺陷地結(jié)構(gòu)分析

周期性DGS結(jié)構(gòu)具有帶阻特性，但這種結(jié)構(gòu)一般設計在接地板上，會造成能量的輻射，且不適用于需要較大接地板的高頻電路設備[10]。為此，將周期性的CPW結(jié)構(gòu)設計在頂層金屬板上(見圖1(b) )，可在高頻處引入一個可控的零點，提高阻帶性能，有效降低了能量輻射損耗。

2 濾波器仿真分析

圖3 中間金屬片參數(shù)對濾波器零點與小型化系數(shù)影響

此外，中間金屬片有利于減小濾波器尺寸，對小型化系數(shù)進行仿真與計算。小型化系數(shù)定義為

(9)

式中：Asiw,f0為傳統(tǒng)SIW諧振腔在中心頻率f0的面積；Ac為本諧振器的面積。

圖3(c)為wp不同時小型化系數(shù)隨hp變化的曲線。該系數(shù)隨wp與hp的增加而增加。由此，通過調(diào)節(jié)wp與hp，可實現(xiàn)52.7%～80.5%的小型化系數(shù)。

圖4為不同螺旋型缺陷地結(jié)構(gòu)長度l1下，諧振器的S21參數(shù)仿真結(jié)果。由圖可看出，當l1從2.35 mm增加到2.55 mm，Z2從6.20 GHz降為5.76 GHz，而Z1幾乎不受影響。

圖4 螺旋結(jié)構(gòu)參數(shù)對濾波器零點的影響

綜上所述，通過合理設計濾波器參數(shù)，可靈活地調(diào)節(jié)2個額外零點的頻率。上、下通帶零點的位置可進行獨立調(diào)節(jié)，互相不干擾，且對周期性缺陷地結(jié)構(gòu)引入的零點也不影響。

3 濾波器加工測試

基于三層RO4350基板加工制作了一款小型化超寬帶濾波器，如圖5(a)所示。該濾波器的尺寸為12 mm×11 mm×0.52 mm，上、下兩層基板厚度分別為0.10 mm與0.42 mm，基板介電常數(shù)為3.66，損耗角正切為0.04。圖5(b)為該濾波器的仿真與測試結(jié)果對照與群延時。由圖可看出，該濾波器工作頻率為5.4～10.8 GHz，通帶內(nèi)的插入損耗小于0.7 dB，回波損耗大于14 dB，15 GHz內(nèi)可將帶外噪聲抑制在20 dB以下，通帶內(nèi)群延時為0.15～0.70 ns。然而，測試比仿真結(jié)果有微小的頻移，且回波損耗與插入損耗分別達10 dB與1.5 dB。造成以上誤差的原因主要是3層印刷電路板(PCB)制造工藝的誤差，厚度較小造成翹曲的增大與高頻噪聲的影響。盡管如此，該設計仍體現(xiàn)了較好的頻率選擇性與帶外噪聲抑制。

圖5 濾波器的加工制作與測試

表1為本設計與文獻[1-2]、[12-13]中超寬帶濾波器間的對照表。表中，λ0為中心頻率f0時的自由空間波長，用λ0×λ0表示濾波器電學尺寸。由表可知，該濾波器在保證低損耗與小尺寸的同時，實現(xiàn)了2個額外的傳輸零點與較寬的阻帶帶寬。

表1 本設計與其他濾波器對照表

4 結(jié)束語

本文分析了新型小型超寬帶濾波器設計方法?；谌龑佑∷㈦娐钒?PCB)工藝，在RO4350襯底上實現(xiàn)了小型超寬帶濾波器。利用電磁分路耦合結(jié)構(gòu)在濾波器通帶兩端各引入了一個可獨立調(diào)節(jié)的陡峭傳輸零點，并通過周期性的CPW結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了寬帶的高頻噪聲抑制。本文對濾波器零點與寬阻帶設計的關(guān)鍵因素進行了理論分析與仿真實驗驗證。本設計的有效性表明通過結(jié)合變?nèi)荻O管等元件，有望實現(xiàn)雙零點電可調(diào)諧的超寬帶濾波器。