王旭紅, 張一鳴, 劉 蔚
(北京工業(yè)大學(xué) 信息學(xué)部, 北京 100124)
經(jīng)過多年的勘探開采,淺部金屬礦產(chǎn)資源已大幅減少,金屬礦找礦的主體正在向深部礦、隱伏礦發(fā)展[1],多道瞬變電磁法(MTEM)在深部探礦中發(fā)揮著重大作用[2-3].近年來,國內(nèi)電法勘探儀器的研究取得了很大進(jìn)展[4-5],但市場上仍缺少自主研發(fā)的產(chǎn)品,國外進(jìn)口儀器仍占主流地位,這為我國電磁法勘探的可持續(xù)發(fā)展帶來了嚴(yán)重阻礙.在電磁勘探中,發(fā)射機(jī)的負(fù)載為大地,其負(fù)載阻抗隨輸出頻率的增加呈指數(shù)增長,其輸出電磁波振幅會隨頻率增加呈指數(shù)型衰減.隨著深度的增加,探測結(jié)果的分辨率會迅速降低,因此探測深部礦、隱伏礦的關(guān)鍵是大幅提高輸出信號的強(qiáng)度,增大發(fā)射機(jī)的輸出功率.同時(shí),在野外實(shí)際勘探中,為了便于勘探設(shè)備的搬運(yùn)轉(zhuǎn)移,發(fā)射機(jī)的體積和重量不能過大,這就需要提高發(fā)射機(jī)的功率密度.
目前,市場上主要使用的發(fā)射機(jī)有加拿大鳳凰公司的TXU-30(最大輸出功率20 kW,電流范圍 0.5~40 A),美國ZONGE公司的GGT-30(最大輸出功率25 kW,輸出電壓50~1 000 V).其中,GGT-30采用AC/AC/DC/AC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),為減小發(fā)射機(jī)的體積和重量,該儀器配備了專用的400 Hz發(fā)電機(jī)組;而TXU-30采用AC/DC/AC/DC/AC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),配備了線電壓220 V的發(fā)電機(jī)組.上述發(fā)射機(jī)主要存在以下3個(gè)缺陷:① 對于我國380 V/50 Hz的電力系統(tǒng)而言,第一級的輸入電源通用性不強(qiáng),發(fā)電機(jī)一旦損壞,無法迅速找到替代品;② GGT-30的相控整流-逆變技術(shù)和TXU-30的不控整流-逆變技術(shù),均為硬開關(guān)技術(shù),損耗大,效率低,重載情況下電應(yīng)力高,電磁干擾嚴(yán)重;③ 輸出功率小,無法滿足深部探測的需要.
本文研制的電磁發(fā)射機(jī),輸入電源為380 V/50 Hz,通用性強(qiáng).針對可變負(fù)載,電壓能夠調(diào)整迅速,保證系統(tǒng)輸出電流最大.該發(fā)射機(jī)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為AC/DC/AC/DC/AC,其中在DC/AC/DC環(huán)節(jié)采用了一種新型雙路有源軟開關(guān)技術(shù),系統(tǒng)損耗小,效率高,大大提高了發(fā)射機(jī)的功率密度,實(shí)現(xiàn)了 1 000 V/50 A的大功率輸出.為降低損耗,減小功率器件的電應(yīng)力,降低電磁干擾,發(fā)射機(jī)的DC/AC/DC環(huán)節(jié)采用了移相全橋軟開關(guān)變換器.移向全橋變換器利用飽和電抗器或變壓器漏感中的儲能,實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管的零電壓開關(guān)(ZVS),減小了開關(guān)管的電應(yīng)力和開關(guān)損耗,為變換器效率的提升創(chuàng)造了條件[6-9].但是,這種無源軟開關(guān)變換器有在輕載情況下不能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的缺陷,輸出范圍窄.為解決上述缺陷,文獻(xiàn)[10]提出增加變壓器原邊勵(lì)磁電流的方法來實(shí)現(xiàn)輕載情況下功率管的ZVS.由于增加了一個(gè)勵(lì)磁電流,不僅加大了功率管的通態(tài)損耗,而且增大了變壓器的磁芯損耗,同時(shí)由于勵(lì)磁電流與負(fù)載無關(guān),雖然該方法實(shí)現(xiàn)了輕載下主功率管的ZVS,但使得變換器輸出效率低.文獻(xiàn)[11]提出增大諧振電感值的方法實(shí)現(xiàn)主功率管的ZVS,但是較大的諧振電感會造成變壓器副邊較大的占空比丟失,且在高頻整流橋處容易產(chǎn)生振鈴現(xiàn)象.為了減小變壓器副邊占空比的丟失,文獻(xiàn)[12]采用了飽和電抗器,但是這種方法只適用于小功率場合.在大功率輸出時(shí),飽和電抗器的磁芯發(fā)熱嚴(yán)重,不僅造成損耗的增加,還會給系統(tǒng)的運(yùn)行帶來風(fēng)險(xiǎn).在大功率場合,為實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍內(nèi)的ZVS,文獻(xiàn)[13-15]介紹了多種輔助電流源網(wǎng)絡(luò),輔助電流源與變壓器原邊電流同時(shí)給主橋臂的諧振電容充放電,實(shí)現(xiàn)開關(guān)管在很寬的負(fù)載范圍內(nèi)的ZVS,但這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)存在負(fù)載范圍相對較窄、環(huán)流損耗大等問題,雖然在一定程度上拓寬了負(fù)載范圍,但是增加了電路損耗.文獻(xiàn)[16]的拓?fù)潆m然解決了輔助回路環(huán)流損耗問題,但是主回路諧振電感的缺失導(dǎo)致超前橋臂無法實(shí)現(xiàn)ZVS.另外,上述輔助電流源網(wǎng)絡(luò)只考慮了滯后橋臂ZVS的問題.在地質(zhì)勘探領(lǐng)域中,負(fù)載會隨輸出頻率實(shí)時(shí)變化,當(dāng)輸出電流進(jìn)一步減小,使得變壓器漏感和濾波電感中的儲能不能保證超前橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS時(shí),也會帶來損耗增加.文獻(xiàn)[17-18]的有源輔助網(wǎng)絡(luò),雖然能夠幫助超前橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS,但不能保證超前橋臂在全負(fù)載范圍內(nèi)都能實(shí)現(xiàn)ZVS,且該種方法會導(dǎo)致輔助回路續(xù)流時(shí)間長,變換器通態(tài)損耗增加.
本文提出了一種新型雙路有源軟開關(guān)變換器,可在無源軟開關(guān)、單路有源軟開關(guān)和雙路有源軟開關(guān)3種模態(tài)之間切換,實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)全負(fù)載范圍內(nèi)的ZVS.另外,輔助電流源網(wǎng)絡(luò)中截止二極管和輔助繞組的設(shè)計(jì),使超前輔助管實(shí)現(xiàn)ZVS,滯后輔助管實(shí)現(xiàn)零電流開關(guān)(ZCS),且只有在主開關(guān)管切換時(shí),輔助回路中才有電流.該設(shè)計(jì)減小了輔助回路電流的有效值,降低了輔助回路的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗,提高了變換器的效率和功率密度.
圖1 MTEM發(fā)射機(jī)的系統(tǒng)框圖Fig.1 System block diagram of MTEM transmitter
如圖1所示,本發(fā)射機(jī)系統(tǒng)包括發(fā)電機(jī)組、三相半控整流濾波單元、逆變單元、高頻整流單元、電壓電流采樣、GPS授時(shí)、偽隨機(jī)信號生成電路等.三相發(fā)電機(jī)組輸出380 V/50 Hz交流電,經(jīng)過三相半控整流橋H1后,轉(zhuǎn)變?yōu)榈蛪褐绷麟姡缓箅娏髁鹘?jīng)逆變橋H2、高頻整流橋H3后,轉(zhuǎn)變?yōu)楦邏褐绷?,最后,?jīng)過逆變橋H4轉(zhuǎn)變?yōu)轭l率可變的高壓交流,通過電極輸送給大地負(fù)載.其中,在H2和H3部分,高頻變壓器采用雙路輸出結(jié)構(gòu).與單路輸出相比,該結(jié)構(gòu)不但可以增大輸出電壓、電流的控制精度,而且可以降低高頻整流橋開關(guān)過程中承受的電壓、電流應(yīng)力,為器件選型帶來方便.同時(shí),若串聯(lián)繼電器S1閉合,本發(fā)射機(jī)的最大電壓可達(dá) 1 000 V,最大電流可達(dá)50 A,若并聯(lián)繼電器S2閉合,使其輸出兩路并聯(lián),則最大輸出電流可達(dá)100 A,電壓500 V,以實(shí)現(xiàn)低壓大電流的輸出,方便儀器后續(xù)的改進(jìn)和拓展,使其能夠適用更廣泛的工況條件.
通過上述分析可知,DC/DC變換器為MTEM發(fā)射機(jī)的功率核心部分,其運(yùn)行穩(wěn)定性和效率直接影響發(fā)射機(jī)的性能.為方便分析,將圖1中變壓器副邊的雙路輸出簡化為單路輸出,同時(shí)將逆變橋H4去掉,用可變電阻替代,如圖2所示.
圖2 雙路有源軟開關(guān)變換器的拓?fù)鋱DFig.2 Topology of proposed converter
圖3 雙路有源軟開關(guān)變換器的時(shí)序圖Fig.3 Sequence diagram of proposed converter
圖2給出了新型雙路有源軟開關(guān)變換器的拓?fù)鋱D,其中Q1、Q2組成了超前橋臂,Q3、Q4組成了滯后橋臂,諧振電容C1、C2、C3、C4與諧振電感Lr產(chǎn)生諧振,保證主功率管實(shí)現(xiàn)ZVS.DR1、DR2、DR3、DR4組成了高頻整流橋,電感L和電容C組成了低通濾波電路,保證變換器輸出電壓、電流的平穩(wěn).Q3a、Q4a、C3r、C4r、D5a、D6a、電感Lr2和輔助繞組Tr2,組成了滯后輔助橋臂,當(dāng)輸出的負(fù)載電流小于一定值時(shí),保證滯后橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS.Q1a、Q2a、C1a、C2a、D7a、D8a和電感Lr1組成了超前輔助橋臂,當(dāng)輸出的負(fù)載電流進(jìn)一步減小時(shí),保證超前橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS.
圖3給出了變換器不同工作模態(tài)下的主要波形,Vg1、Vg2、Vg3、Vg4分別是超前橋臂和滯后橋臂的驅(qū)動波形.Vg1a、Vg2a是超前輔助橋臂的驅(qū)動波形,在Q1管(或Q2管)關(guān)斷之前,開啟Q2a(或Q1a),給電感Lr1充電,在Q2(或Q1)開啟之后,關(guān)斷Q2a(或Q1a),從而實(shí)現(xiàn)超前橋臂的ZVS.Vg3a、Vg4a是滯后輔助橋臂的驅(qū)動波形,在Q4(或Q3管)關(guān)斷之前,開啟Q3a(或Q4a),給電感Lr2充電,在Q3(或Q4)開啟之后,斷開Q3a(或Q4a),保證滯后橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS.其中,在滯后橋臂的中點(diǎn)B和滯后輔助橋臂諧振電容的中點(diǎn)D之間串聯(lián)一個(gè)輔助繞組Tr2,其同名端如圖2中所示,利用高頻變壓器T的電壓換向過程,為滯后輔助橋臂提供一個(gè)與電流iLr2方向相反的電動勢,保證滯后輔助橋臂實(shí)現(xiàn)ZCS,減小輔助橋臂的損耗.由于反向截止二極管D5a、D6a的作用,只有輔助管開通時(shí),輔助回路才有電流,其他時(shí)刻電流為0,大大減小了輔助回路和滯后橋臂的導(dǎo)通損耗.
根據(jù)圖3,在一個(gè)工作周期內(nèi),變換器有18個(gè)工作模態(tài).為了簡化分析過程,假設(shè):
(1) 變換器中所有的開關(guān)管、二極管、電感、電容、變壓器等均為理想元件;
(2) 超前橋臂的諧振電容C1=C2=Clead,滯后橋臂的諧振電容C3=C4=Clag,超前輔助橋臂的諧振電容C1a=C2a=Caux1,滯后輔助橋臂的諧振電容C3r=C4r=Caux2;
(3)L?Lr/K2,其中L是輸出濾波電感,K是變壓器原副邊的匝比;
(4) 定義Q1、Q2為超前管,Q3、Q4為滯后管,Q1a、Q2a為超前輔助管,Q3a、Q4a為滯后輔助管.
模態(tài)1(0~t0):如圖4(a)所示,在此時(shí)間段內(nèi),超前管Q1和滯后管Q4導(dǎo)通,高頻整流管DR2、DR3導(dǎo)通,變換器向負(fù)載傳遞能量,此時(shí)變壓器原邊電流為ip.在t0時(shí)刻,超前輔助管Q2a打開,給電感Lr1充電,保證超前管Q2實(shí)現(xiàn)ZVS.
模態(tài)2(t0~t1):如圖4(b)所示,超前管Q1和滯后管Q4依然開啟,高頻整流管依舊是DR2和DR3導(dǎo)通.在t0時(shí)刻,Q2a開啟,電流經(jīng)過Q1、Lr1、D8a和Q2a回到電源負(fù)極,電感Lr1實(shí)現(xiàn)充電儲能.
模態(tài)3(t1~t2):如圖4(c)所示,在t1時(shí)刻,超前管Q1關(guān)斷,電流ip和超前輔助橋臂中的電感電流iLr1,共同給諧振電容C1充電,同時(shí)電容C2被放電,由于C1的作用,超前管Q1實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷.在t2時(shí)刻,電容C2的電壓降為0,超前管Q2的反向并聯(lián)二極管D2自然導(dǎo)通,逆變橋輸出AB兩端的電壓vAB下降為0.在模態(tài)3內(nèi),諧振電感Lr和濾波電感L是等效串聯(lián)關(guān)系,當(dāng)負(fù)載電流IL在一定的范圍內(nèi)時(shí),等效的原邊電流近似不變,此時(shí)變壓器原邊電流ip,諧振電容C1電壓為
(1)
模態(tài)4(t2~t3): 如圖4(d)所示,在t2時(shí)刻,D2自然導(dǎo)通后,Q2開啟,但此時(shí)超前管Q2中沒有電流,變壓器原邊電流ip和電感電流iLr1經(jīng)D2流通,由于二極管D2的鉗位作用,超前管Q2實(shí)現(xiàn)ZVS.
模態(tài)5(t3~t4): 如圖4(e)所示,在t3時(shí)刻,輔助管Q2a關(guān)斷,由于諧振電容C2a的作用,輔助管Q2a實(shí)現(xiàn)ZVS,二極管D2持續(xù)續(xù)流,在此時(shí)間段內(nèi),變壓器原邊電流ip等于折算到原邊的濾波電感電流.逆變橋輸出電壓vAB為0,在t4時(shí)刻,在滯后管Q4關(guān)斷之前,滯后輔助管Q3a開啟.
模態(tài)6(t4~t5): 如圖4(f)所示,在t4時(shí)刻,電流經(jīng)過輔助管Q3a,反向截止二極管D5a,諧振電感Lr2,輔助繞組Tr2,滯后管Q4,流回電源負(fù)端,輔助電感Lr2實(shí)現(xiàn)充電儲能,AB兩端的電壓依舊為0,在t5時(shí)刻,滯后管Q4實(shí)現(xiàn)ZVS.電感Lr2中的電流為
iLr2(t)=VIN(t-t4)/Lr2
(2)
式中:VIN為變換器輸入的直流母線電壓.
模態(tài)7(t5~t6): 如圖4(g)所示,在t5時(shí)刻,滯后管Q4關(guān)斷,此時(shí)電流ip和iLr2共同給C4充電,同時(shí)C3被放電,在t6時(shí)刻,諧振電容C3電壓下降為0,滯后管Q3的反向并聯(lián)二極管D3自然導(dǎo)通.
此時(shí)間段內(nèi),諧振電容C3和vC3r的電壓為
(3)
vC3r(t6)=-VIN/naux
(4)
式中:naux是變壓器原邊與輔助繞組的變比.
由式(3)和式(4)可知,vAB的下降沿時(shí)間為
(5)
圖4 雙路有源軟開關(guān)變換器的工作過程Fig.4 Operation of the proposed converter
模態(tài)8(t6~t7): 如圖4(h)所示,在t6時(shí)刻,二極管D3自然導(dǎo)通續(xù)流,雖然此時(shí)滯后管Q3導(dǎo)通,但Q3中并沒有電流,電流ip和iLr2通過二極管D3向母線饋電,由于D3的鉗位作用,滯后管Q3實(shí)現(xiàn)了ZVS.根據(jù)主變壓器與輔助繞組的同名端及電壓vAB可知,輔助繞組Tr2提供了一個(gè)與iLr2電流方向相反的電動勢,使電感電流逐步降低,在t7時(shí)刻,電感電流iLr2降為0,此時(shí)滯后輔助管Q3a仍未關(guān)斷.
模態(tài)9(t7~t8): 如圖4(i)所示,在t7時(shí)刻,電流ip正值過零點(diǎn),此時(shí)滯后管Q3和超前管Q2為電流ip提供通路,此時(shí)的ip電流太小,仍不足以為負(fù)載提供能量,4個(gè)高頻整流管均導(dǎo)通,因此變壓器原邊電壓為0,在t8時(shí)刻,該模態(tài)結(jié)束,高頻整流管DR2、DR3關(guān)斷,由DR1、DR4為負(fù)載提供能量.
模態(tài)10(t8~t9): 如圖4(j)所示,在此時(shí)間段內(nèi),超前管Q2和滯后管Q3導(dǎo)通,高頻整流管DR1、DR4導(dǎo)通,電流ip反向,變換器向負(fù)載傳遞能量.在t9時(shí)刻,在Q2關(guān)斷之前,輔助管Q1a打開,給電感Lr1充電,保證Q1實(shí)現(xiàn)ZVS,變換器開始另一半周期的工作,工作情況類似于上述半個(gè)周期.
設(shè)變換器在一定負(fù)載電流Iout2范圍內(nèi),選定最小的能夠?qū)崿F(xiàn)主橋臂ZVS的諧振電感Lr值,即當(dāng)負(fù)載電流Iout>Iout2時(shí),變換器處于無源軟開關(guān)模式,當(dāng)輸出負(fù)載電流繼續(xù)減小,滯后管不能實(shí)現(xiàn)ZVS時(shí),開啟滯后輔助橋臂;當(dāng)負(fù)載電流進(jìn)一步減小至Iout1,超前管也不能實(shí)現(xiàn)ZVS時(shí),繼續(xù)開啟超前輔助橋臂,從而使變換器在全負(fù)載范圍內(nèi)都能實(shí)現(xiàn)ZVS.變換器的工作模式與負(fù)載電流的關(guān)系見圖5.
圖5 變換器工作模式與負(fù)載電流關(guān)系Fig.5 Relationship between operating mode and load current
由模態(tài)6的分析可知,變壓器原邊電流ip等于折算到原邊的輸出濾波電感電流,在t5時(shí)刻,電流ip下降為I1,如圖3所示,即
I1=iL(t5)/K=IL/K
(6)
在模態(tài)7內(nèi),電感Lr與電容C3、C4諧振工作,輔助回路中電感Lr2的電流為Ia,因此,電流ip和電容C4的電壓分別為
(7)
由式(7)可知,當(dāng)電流ip下降時(shí),電容電壓vC4上升,因此,保證滯后管Q3實(shí)現(xiàn)ZVS的條件是:當(dāng)電容電壓上升至VIN時(shí),電流ip沒有降到 -I1,或者ip下降到-I1時(shí),電流Ia能夠提供C4放電、C3充電的能量.因此,變換器在模態(tài)7結(jié)束時(shí),電流ip和ia要同時(shí)滿足
(8)
(9)
(10)
(11)
根據(jù)式(10)可知,若電流ip還沒有降至-I1時(shí),電容電壓vC4已經(jīng)升至VIN, 要實(shí)現(xiàn)滯后管的ZVS,需滿足
vC4(t)=(I1+Ia)Z1sinw1(t-t5)≥VIN
(12)
為了減小占空比的丟失,應(yīng)使(I1+Ia)Z1的值盡可能的小,因此sinw1(t-t5)的值應(yīng)選擇在 0.9 至1之間,式(12)可表達(dá)為
(I1+Ia)Z1≥VIN
(13)
此時(shí),Ia與IL之間的關(guān)系式為
Ia=VIN/Z1-IL/K
(14)
由式(11)知,若電流ip降至-I1時(shí),電壓vC4沒有升至VIN,要實(shí)現(xiàn)滯后管的ZVS,需滿足
vC4(t)=
(15)
式(15)為非線性方程,很難求得解析解,根據(jù)圖3的波形時(shí)序圖,可將式(15)簡化成
(Ia-I1)td(lag)/(2Clag)≥VIN
(16)
式中:td(lag)為滯后橋臂驅(qū)動信號之間的死區(qū)時(shí)間.
此時(shí),Ia與IL之間的關(guān)系式為
(17)
因此,由式(14)和式(17)可知,滯后輔助橋臂電流Ia與負(fù)載電流IL之間的關(guān)系為
Ia=
(18)
如圖3和圖4(b)所示,假設(shè)模態(tài)2結(jié)束時(shí),變壓器原邊的電流為I2,由模態(tài)3的分析可知,在此時(shí)間段內(nèi),諧振電感Lr和濾波電感L是串聯(lián)關(guān)系,此時(shí)原邊電流ip包含了濾波電感電流,而滯后管實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)時(shí)間段內(nèi),則不包含濾波電感電流,即
I2=ILr+IL/K
(19)
當(dāng)負(fù)載電流繼續(xù)減小,在模態(tài)3的過程中,變壓器原邊電流ip不能等效為一個(gè)恒流源時(shí),為滿足超前管實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),加入輔助電流源Ib后,原邊電流ip和諧振電容C1的電壓可表示為
(20)
由式(20)和模態(tài)3的分析可知,當(dāng)電流ip下降時(shí),電壓vC1上升,vC2下降,保證Q2實(shí)現(xiàn)ZVS的條件是:當(dāng)電容電壓vC1上升至VIN時(shí),原邊電流ip沒有降到0,或者在ip降到0時(shí),輔助電流Ib能夠提供C2、C1充放電的能量.因此,在模態(tài)3結(jié)束時(shí),原邊電流ip、電容電壓vC2、輔助電流ib要滿足
(21)
與滯后輔助橋臂的分析過程類似,超前輔助橋臂電流Ib與負(fù)載電流IL之間的關(guān)系為
Ib=
(22)
發(fā)射機(jī)系統(tǒng)參數(shù)如表1所示.
表1 MTEM發(fā)射機(jī)參數(shù)表Tab.1 Parameters of MTEM transmitter
由式(18)可知,當(dāng)負(fù)載電流Iout 在實(shí)際工作中,由于負(fù)載是隨輸出頻率變化的,由低頻到高頻,負(fù)載阻抗可能從十幾歐姆變化到上百歐姆.為保證系統(tǒng)在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS,可將圖5負(fù)載電流和變換器工作模式的關(guān)系轉(zhuǎn)換為系統(tǒng)輸出功率與變換器工作模式之間的關(guān)系.為確保不同模式之間切換的可靠性,在程序的判斷條件中,需要設(shè)置緩沖區(qū),如圖6中陰影部分所示,并分別用不同顏色標(biāo)識出不同模式的工作區(qū)間,這樣既保證了系統(tǒng)ZVS的實(shí)現(xiàn),又保證了控制的穩(wěn)定性. 圖6 不同工作模式與輸出功率的關(guān)系Fig.6 Relationship between operating mode and load power 由圖3輔助橋臂的驅(qū)動波形和圖4(f)變換器模態(tài)6的分析可知,輔助橋臂諧振電感電流可表示為 Iaux=VINTSDaux/(4Laux) (23) 式中:Daux為輔助橋臂開啟的占空比;TS為輔助橋臂的開關(guān)周期. 在設(shè)計(jì)中,為減小損耗并保證主開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS,一般將vAB的上升沿(或下降沿)時(shí)間取為總開通時(shí)間Ton,max的5%,即 Tfalling=0.05Ton,max (24) 由式(23)可知,超前輔助橋臂諧振電感Lr1=58.9 μH,滯后輔助橋臂電感Lr2=39.8 μH.根據(jù)式(5)和式(24),確定輔助繞組的變比為 0.45. 圖7 不同工作模式下,逆變橋輸出vAB的波形圖Fig.7 The waveforms of the proposed converter in different operation modes 圖8 不同工作模式下,逆變橋輸出vAB的波形圖Fig.8 The waveforms of the proposed converter in different operation modes 針對上面的分析,使用Saber對該變換器模型進(jìn)行仿真,結(jié)果如下: 圖7(a)為系統(tǒng)工作在無源軟開關(guān)模式,輸出功率 6.10 kW時(shí)的波形圖,從上到下分別為逆變橋H2的輸出電壓vAB,變壓器原邊電流ip,逆變橋H4的輸出電壓Vout和輸出電流Iout的波形圖.由于變壓器原邊電流太小,諧振電感儲能不足,滯后橋臂硬開通,如圖7(a)中紅圈處所示. 圖7(b)為開啟滯后輔助橋臂使變換器工作在單路有源軟開關(guān)模式下,輸出功率 6.10 kW時(shí)的波形圖.從上到下依次為vAB,ip,輔助管Q4a的電壓波形和諧振電感Lr2的電流波形.從輔助管電壓vQ4a和電感電流iLr2的波形可以看出,vQ4a實(shí)現(xiàn)了ZCS.從圖7的電壓vAB的波形對比可以看出,滯后輔助橋臂開啟后實(shí)現(xiàn)了滯后管的ZVS,結(jié)果與圖6工作模式分析一致. 圖8(a)為系統(tǒng)工作在無源軟開關(guān)模式,輸出功率 4.15 kW時(shí)各部分的波形圖.如圖8(a)中紅圈處所示,超前橋臂和滯后橋臂均無法實(shí)現(xiàn)ZVS. 圖8(b)為超前輔助橋臂和滯后輔助橋臂均開啟后,系統(tǒng)工作在雙路有源軟開關(guān)模式下,輸出功率 4.15 kW時(shí)的波形圖,從上到下依次為vAB,ip,輔助管Q2a的電壓波形和諧振電感Lr1的電流波形.通過圖8的電壓vAB的波形對比可以看出,超前和滯后輔助橋臂均開啟后,主橋臂開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS,此結(jié)果與圖6工作模式分析一致. 在上述理論分析和Saber仿真結(jié)果的基礎(chǔ)上,研制出50 kW的MTEM發(fā)射機(jī)樣機(jī),如圖9所示. 圖10 不同工作模式下,逆變橋輸出vAB的波形圖Fig.10 The waveforms of the proposed converter in different operation modes 圖11 不同工作模式下,逆變橋輸出vAB的波形圖Fig.11 The waveforms of the proposed converter in different operation modes 圖10(a)為無源軟開關(guān)模式下,系統(tǒng)輸出功率 5.0 kW時(shí)的波形圖,該波形圖與圖7(a)仿真波形一致.從上到下分別為vAB,ip,逆變橋H4的輸出電壓Vout和輸出電流Iout的波形圖.從圖中可以看出,超前橋臂能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS,滯后橋臂無法實(shí)現(xiàn)ZVS. 圖10(b)為開啟滯后輔助橋臂,系統(tǒng)工作在單路有源軟開關(guān)模式下,輸出功率 5.0 kW時(shí)的波形圖,與圖7(b)波形一致.從上到下依次為vAB,ip,輔助管Q4a的電壓波形和電感Lr2的電流波形.從vQ4a和iLr2的波形可以看出,滯后輔助管實(shí)現(xiàn)了ZCS.與圖10中電壓vAB的波形對比可以看出,開啟滯后輔助橋臂后,實(shí)現(xiàn)了滯后管的ZVS.上述結(jié)果與圖6工作模式分析一致. 圖11(a)為無源軟開關(guān)模式下,系統(tǒng)輸出功率 2.88 kW時(shí)的波形圖,與圖8(a)一致,超前橋臂和滯后橋臂均無法實(shí)現(xiàn)ZVS.圖11(b)為兩路輔助橋臂均開啟后,系統(tǒng)工作在雙路有源軟開關(guān)模式下,輸出功率 2.88 kW時(shí)的波形圖,與圖8(b)一致.與圖11的電壓vAB的波形對比可以看出,超前輔助橋臂和滯后輔助橋臂均開啟后,主橋臂開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS.上述結(jié)果與圖6工作模式分析一致. 圖9 MTEM發(fā)射機(jī)工程樣機(jī)Fig.9 Prototype of MTEM transmitter 圖12為MTEM發(fā)射機(jī)輸出的偽隨機(jī)信號波形圖,輸出電壓 1 000 V,輸出電流50 A,偽隨機(jī)信號的碼元階數(shù)為12,碼元頻率 1 024 Hz,輸出功率達(dá)到50 kW,提升了發(fā)射機(jī)輸出信號的強(qiáng)度.通過Saber仿真波形和實(shí)驗(yàn)波形的一致性,可以看出MTEM發(fā)射機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的正確性和有效性. 圖12 MTEM發(fā)射機(jī)輸出偽隨機(jī)信號波形圖Fig.12 The output waveforms of MTEM transmitter 圖13 各發(fā)射機(jī)的實(shí)測參數(shù)對比圖Fig.13 Comparison parameters of different transmitters 從圖13(a)中可以看出,鳳凰TXU-30發(fā)射機(jī)的最大效率為 83.8%,而MTEM發(fā)射機(jī)系統(tǒng)最大效率可達(dá) 95.3%.與無源軟開關(guān)技術(shù)(圖中紅色測試曲線所示)相比,MTEM發(fā)射機(jī)大大拓寬了負(fù)載動態(tài)范圍,實(shí)現(xiàn)了特殊工況條件下全負(fù)載范圍輸出的特性.圖13(b)列出了MTEM發(fā)射機(jī)、ZONGE GGT-30發(fā)射機(jī)和鳳凰TXU-30發(fā)射機(jī)的功率參數(shù)對比,可以看出,研制的MTEM發(fā)射機(jī)的輸出功率得到了大幅拓展,增強(qiáng)了發(fā)射機(jī)輸出信號的強(qiáng)度,為深部地質(zhì)資源的勘探提供了必備條件,而且發(fā)射機(jī)功率密度的大幅提高,便于設(shè)備在野外的搬運(yùn)轉(zhuǎn)移,提高工作效率. 本文提出了一種新型的雙路有源軟開關(guān)變換器,應(yīng)用于地質(zhì)勘探領(lǐng)域的MTEM發(fā)射機(jī)中.與傳統(tǒng)發(fā)射機(jī)相比,改進(jìn)后的發(fā)射機(jī)實(shí)現(xiàn)了全負(fù)載范圍內(nèi)主橋臂開關(guān)管的ZVS,進(jìn)一步提升了系統(tǒng)的效率,極大拓展了系統(tǒng)的最大輸出功率. 首先介紹了MTEM發(fā)射機(jī)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和原理,其次詳細(xì)分析了發(fā)射機(jī)功率單元的18種工作模態(tài)過程,然后給出了發(fā)射機(jī)三種工作模式與負(fù)載功率的關(guān)系和輔助電流源網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)過程,最后對電磁發(fā)射機(jī)拓?fù)溥M(jìn)行了Saber仿真,并通過50 kW樣機(jī)的實(shí)驗(yàn),驗(yàn)證了該變換器的正確性和有效性.該發(fā)射機(jī)通過大量的野外實(shí)驗(yàn),驗(yàn)證了其工作的可靠穩(wěn)定性,為其他更大功率發(fā)射機(jī)的研制提供有效思路.目前也存在不足的地方,如需要精簡控制算法,實(shí)現(xiàn)單周期控制,以實(shí)現(xiàn)更高的穩(wěn)壓穩(wěn)流精度等.4.2 輔助橋臂諧振電感值的選擇與輔助繞組變比的確定
4.3 仿真結(jié)果
4.4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
4.5 效率曲線與功率參數(shù)對比
5 結(jié)語