王旭紅， 張一鳴， 劉 蔚

(北京工業(yè)大學 信息學部, 北京 100124)

經(jīng)過多年的勘探開采，淺部金屬礦產(chǎn)資源已大幅減少，金屬礦找礦的主體正在向深部礦、隱伏礦發(fā)展[1]，多道瞬變電磁法(MTEM)在深部探礦中發(fā)揮著重大作用[2-3].近年來，國內(nèi)電法勘探儀器的研究取得了很大進展[4-5]，但市場上仍缺少自主研發(fā)的產(chǎn)品，國外進口儀器仍占主流地位，這為我國電磁法勘探的可持續(xù)發(fā)展帶來了嚴重阻礙.在電磁勘探中，發(fā)射機的負載為大地，其負載阻抗隨輸出頻率的增加呈指數(shù)增長，其輸出電磁波振幅會隨頻率增加呈指數(shù)型衰減.隨著深度的增加，探測結果的分辨率會迅速降低，因此探測深部礦、隱伏礦的關鍵是大幅提高輸出信號的強度，增大發(fā)射機的輸出功率.同時，在野外實際勘探中，為了便于勘探設備的搬運轉(zhuǎn)移，發(fā)射機的體積和重量不能過大，這就需要提高發(fā)射機的功率密度.

目前，市場上主要使用的發(fā)射機有加拿大鳳凰公司的TXU-30(最大輸出功率20 kW，電流范圍 0.5～40 A)，美國ZONGE公司的GGT-30(最大輸出功率25 kW，輸出電壓50～1 000 V).其中，GGT-30采用AC/AC/DC/AC的拓撲結構，為減小發(fā)射機的體積和重量，該儀器配備了專用的400 Hz發(fā)電機組；而TXU-30采用AC/DC/AC/DC/AC的拓撲結構，配備了線電壓220 V的發(fā)電機組.上述發(fā)射機主要存在以下3個缺陷：① 對于我國380 V/50 Hz的電力系統(tǒng)而言，第一級的輸入電源通用性不強，發(fā)電機一旦損壞，無法迅速找到替代品；② GGT-30的相控整流-逆變技術和TXU-30的不控整流-逆變技術，均為硬開關技術，損耗大，效率低，重載情況下電應力高，電磁干擾嚴重；③ 輸出功率小，無法滿足深部探測的需要.

本文研制的電磁發(fā)射機，輸入電源為380 V/50 Hz，通用性強.針對可變負載，電壓能夠調(diào)整迅速，保證系統(tǒng)輸出電流最大.該發(fā)射機的拓撲結構為AC/DC/AC/DC/AC，其中在DC/AC/DC環(huán)節(jié)采用了一種新型雙路有源軟開關技術，系統(tǒng)損耗小，效率高，大大提高了發(fā)射機的功率密度，實現(xiàn)了 1 000 V/50 A的大功率輸出.為降低損耗，減小功率器件的電應力，降低電磁干擾，發(fā)射機的DC/AC/DC環(huán)節(jié)采用了移相全橋軟開關變換器.移向全橋變換器利用飽和電抗器或變壓器漏感中的儲能，實現(xiàn)主開關管的零電壓開關(ZVS)，減小了開關管的電應力和開關損耗，為變換器效率的提升創(chuàng)造了條件[6-9].但是，這種無源軟開關變換器有在輕載情況下不能實現(xiàn)軟開關的缺陷，輸出范圍窄.為解決上述缺陷，文獻[10]提出增加變壓器原邊勵磁電流的方法來實現(xiàn)輕載情況下功率管的ZVS.由于增加了一個勵磁電流，不僅加大了功率管的通態(tài)損耗，而且增大了變壓器的磁芯損耗，同時由于勵磁電流與負載無關，雖然該方法實現(xiàn)了輕載下主功率管的ZVS，但使得變換器輸出效率低.文獻[11]提出增大諧振電感值的方法實現(xiàn)主功率管的ZVS，但是較大的諧振電感會造成變壓器副邊較大的占空比丟失，且在高頻整流橋處容易產(chǎn)生振鈴現(xiàn)象.為了減小變壓器副邊占空比的丟失，文獻[12]采用了飽和電抗器，但是這種方法只適用于小功率場合.在大功率輸出時，飽和電抗器的磁芯發(fā)熱嚴重，不僅造成損耗的增加，還會給系統(tǒng)的運行帶來風險.在大功率場合，為實現(xiàn)全負載范圍內(nèi)的ZVS，文獻[13-15]介紹了多種輔助電流源網(wǎng)絡，輔助電流源與變壓器原邊電流同時給主橋臂的諧振電容充放電，實現(xiàn)開關管在很寬的負載范圍內(nèi)的ZVS，但這些拓撲結構存在負載范圍相對較窄、環(huán)流損耗大等問題，雖然在一定程度上拓寬了負載范圍，但是增加了電路損耗.文獻[16]的拓撲雖然解決了輔助回路環(huán)流損耗問題，但是主回路諧振電感的缺失導致超前橋臂無法實現(xiàn)ZVS.另外，上述輔助電流源網(wǎng)絡只考慮了滯后橋臂ZVS的問題.在地質(zhì)勘探領域中，負載會隨輸出頻率實時變化，當輸出電流進一步減小，使得變壓器漏感和濾波電感中的儲能不能保證超前橋臂實現(xiàn)ZVS時，也會帶來損耗增加.文獻[17-18]的有源輔助網(wǎng)絡，雖然能夠幫助超前橋臂實現(xiàn)ZVS，但不能保證超前橋臂在全負載范圍內(nèi)都能實現(xiàn)ZVS，且該種方法會導致輔助回路續(xù)流時間長，變換器通態(tài)損耗增加.

本文提出了一種新型雙路有源軟開關變換器，可在無源軟開關、單路有源軟開關和雙路有源軟開關3種模態(tài)之間切換，實現(xiàn)了系統(tǒng)全負載范圍內(nèi)的ZVS.另外，輔助電流源網(wǎng)絡中截止二極管和輔助繞組的設計，使超前輔助管實現(xiàn)ZVS，滯后輔助管實現(xiàn)零電流開關(ZCS)，且只有在主開關管切換時，輔助回路中才有電流.該設計減小了輔助回路電流的有效值，降低了輔助回路的導通損耗和開關損耗，提高了變換器的效率和功率密度.

1 MTEM發(fā)射機的系統(tǒng)結構與功率單元

圖1 MTEM發(fā)射機的系統(tǒng)框圖Fig.1 System block diagram of MTEM transmitter

如圖1所示，本發(fā)射機系統(tǒng)包括發(fā)電機組、三相半控整流濾波單元、逆變單元、高頻整流單元、電壓電流采樣、GPS授時、偽隨機信號生成電路等.三相發(fā)電機組輸出380 V/50 Hz交流電，經(jīng)過三相半控整流橋H1后，轉(zhuǎn)變?yōu)榈蛪褐绷麟姡缓箅娏髁鹘?jīng)逆變橋H2、高頻整流橋H3后，轉(zhuǎn)變?yōu)楦邏褐绷?，最后，?jīng)過逆變橋H4轉(zhuǎn)變?yōu)轭l率可變的高壓交流，通過電極輸送給大地負載.其中，在H2和H3部分，高頻變壓器采用雙路輸出結構.與單路輸出相比，該結構不但可以增大輸出電壓、電流的控制精度，而且可以降低高頻整流橋開關過程中承受的電壓、電流應力，為器件選型帶來方便.同時，若串聯(lián)繼電器S1閉合，本發(fā)射機的最大電壓可達 1 000 V，最大電流可達50 A，若并聯(lián)繼電器S2閉合，使其輸出兩路并聯(lián)，則最大輸出電流可達100 A，電壓500 V，以實現(xiàn)低壓大電流的輸出，方便儀器后續(xù)的改進和拓展，使其能夠適用更廣泛的工況條件.

通過上述分析可知，DC/DC變換器為MTEM發(fā)射機的功率核心部分，其運行穩(wěn)定性和效率直接影響發(fā)射機的性能.為方便分析，將圖1中變壓器副邊的雙路輸出簡化為單路輸出，同時將逆變橋H4去掉，用可變電阻替代，如圖2所示.

圖2 雙路有源軟開關變換器的拓撲圖Fig.2 Topology of proposed converter

圖3 雙路有源軟開關變換器的時序圖Fig.3 Sequence diagram of proposed converter

圖2給出了新型雙路有源軟開關變換器的拓撲圖，其中Q1、Q2組成了超前橋臂，Q3、Q4組成了滯后橋臂，諧振電容C1、C2、C3、C4與諧振電感Lr產(chǎn)生諧振，保證主功率管實現(xiàn)ZVS.DR1、DR2、DR3、DR4組成了高頻整流橋，電感L和電容C組成了低通濾波電路，保證變換器輸出電壓、電流的平穩(wěn).Q3a、Q4a、C3r、C4r、D5a、D6a、電感Lr2和輔助繞組Tr2，組成了滯后輔助橋臂，當輸出的負載電流小于一定值時，保證滯后橋臂實現(xiàn)ZVS.Q1a、Q2a、C1a、C2a、D7a、D8a和電感Lr1組成了超前輔助橋臂，當輸出的負載電流進一步減小時，保證超前橋臂實現(xiàn)ZVS.

圖3給出了變換器不同工作模態(tài)下的主要波形，Vg1、Vg2、Vg3、Vg4分別是超前橋臂和滯后橋臂的驅(qū)動波形.Vg1a、Vg2a是超前輔助橋臂的驅(qū)動波形，在Q1管(或Q2管)關斷之前，開啟Q2a(或Q1a)，給電感Lr1充電，在Q2(或Q1)開啟之后，關斷Q2a(或Q1a)，從而實現(xiàn)超前橋臂的ZVS.Vg3a、Vg4a是滯后輔助橋臂的驅(qū)動波形，在Q4(或Q3管)關斷之前，開啟Q3a(或Q4a)，給電感Lr2充電，在Q3(或Q4)開啟之后，斷開Q3a(或Q4a)，保證滯后橋臂實現(xiàn)ZVS.其中，在滯后橋臂的中點B和滯后輔助橋臂諧振電容的中點D之間串聯(lián)一個輔助繞組Tr2，其同名端如圖2中所示，利用高頻變壓器T的電壓換向過程，為滯后輔助橋臂提供一個與電流iLr2方向相反的電動勢，保證滯后輔助橋臂實現(xiàn)ZCS，減小輔助橋臂的損耗.由于反向截止二極管D5a、D6a的作用，只有輔助管開通時，輔助回路才有電流，其他時刻電流為0，大大減小了輔助回路和滯后橋臂的導通損耗.

2 雙路有源軟開關變換器的工作原理

根據(jù)圖3，在一個工作周期內(nèi)，變換器有18個工作模態(tài).為了簡化分析過程，假設：

(1) 變換器中所有的開關管、二極管、電感、電容、變壓器等均為理想元件；

(2) 超前橋臂的諧振電容C1=C2=Clead，滯后橋臂的諧振電容C3=C4=Clag，超前輔助橋臂的諧振電容C1a=C2a=Caux1，滯后輔助橋臂的諧振電容C3r=C4r=Caux2；

(3)L?Lr/K2，其中L是輸出濾波電感，K是變壓器原副邊的匝比；

(4) 定義Q1、Q2為超前管，Q3、Q4為滯后管，Q1a、Q2a為超前輔助管，Q3a、Q4a為滯后輔助管.

模態(tài)1(0～t0):如圖4(a)所示，在此時間段內(nèi)，超前管Q1和滯后管Q4導通，高頻整流管DR2、DR3導通，變換器向負載傳遞能量，此時變壓器原邊電流為ip.在t0時刻，超前輔助管Q2a打開，給電感Lr1充電，保證超前管Q2實現(xiàn)ZVS.

模態(tài)2(t0～t1):如圖4(b)所示，超前管Q1和滯后管Q4依然開啟，高頻整流管依舊是DR2和DR3導通.在t0時刻，Q2a開啟，電流經(jīng)過Q1、Lr1、D8a和Q2a回到電源負極，電感Lr1實現(xiàn)充電儲能.

模態(tài)3(t1～t2):如圖4(c)所示，在t1時刻，超前管Q1關斷，電流ip和超前輔助橋臂中的電感電流iLr1，共同給諧振電容C1充電，同時電容C2被放電，由于C1的作用，超前管Q1實現(xiàn)零電壓關斷.在t2時刻，電容C2的電壓降為0，超前管Q2的反向并聯(lián)二極管D2自然導通，逆變橋輸出AB兩端的電壓vAB下降為0.在模態(tài)3內(nèi)，諧振電感Lr和濾波電感L是等效串聯(lián)關系，當負載電流IL在一定的范圍內(nèi)時，等效的原邊電流近似不變，此時變壓器原邊電流ip，諧振電容C1電壓為

(1)

模態(tài)4(t2～t3): 如圖4(d)所示，在t2時刻，D2自然導通后，Q2開啟，但此時超前管Q2中沒有電流，變壓器原邊電流ip和電感電流iLr1經(jīng)D2流通，由于二極管D2的鉗位作用，超前管Q2實現(xiàn)ZVS.

模態(tài)5(t3～t4): 如圖4(e)所示，在t3時刻，輔助管Q2a關斷，由于諧振電容C2a的作用，輔助管Q2a實現(xiàn)ZVS，二極管D2持續(xù)續(xù)流，在此時間段內(nèi)，變壓器原邊電流ip等于折算到原邊的濾波電感電流.逆變橋輸出電壓vAB為0，在t4時刻，在滯后管Q4關斷之前，滯后輔助管Q3a開啟.

模態(tài)6(t4～t5): 如圖4(f)所示，在t4時刻，電流經(jīng)過輔助管Q3a，反向截止二極管D5a，諧振電感Lr2，輔助繞組Tr2，滯后管Q4，流回電源負端，輔助電感Lr2實現(xiàn)充電儲能，AB兩端的電壓依舊為0，在t5時刻，滯后管Q4實現(xiàn)ZVS.電感Lr2中的電流為

iLr2(t)=VIN(t-t4)/Lr2

(2)

式中：VIN為變換器輸入的直流母線電壓.

模態(tài)7(t5～t6): 如圖4(g)所示，在t5時刻，滯后管Q4關斷，此時電流ip和iLr2共同給C4充電，同時C3被放電，在t6時刻，諧振電容C3電壓下降為0，滯后管Q3的反向并聯(lián)二極管D3自然導通.

此時間段內(nèi)，諧振電容C3和vC3r的電壓為

(3)

vC3r(t6)=-VIN/naux

(4)

式中：naux是變壓器原邊與輔助繞組的變比.

由式(3)和式(4)可知，vAB的下降沿時間為

(5)

圖4 雙路有源軟開關變換器的工作過程Fig.4 Operation of the proposed converter

模態(tài)8(t6～t7): 如圖4(h)所示，在t6時刻，二極管D3自然導通續(xù)流，雖然此時滯后管Q3導通，但Q3中并沒有電流，電流ip和iLr2通過二極管D3向母線饋電，由于D3的鉗位作用，滯后管Q3實現(xiàn)了ZVS.根據(jù)主變壓器與輔助繞組的同名端及電壓vAB可知，輔助繞組Tr2提供了一個與iLr2電流方向相反的電動勢，使電感電流逐步降低，在t7時刻，電感電流iLr2降為0，此時滯后輔助管Q3a仍未關斷.

模態(tài)9(t7～t8): 如圖4(i)所示，在t7時刻，電流ip正值過零點，此時滯后管Q3和超前管Q2為電流ip提供通路，此時的ip電流太小，仍不足以為負載提供能量，4個高頻整流管均導通，因此變壓器原邊電壓為0，在t8時刻，該模態(tài)結束，高頻整流管DR2、DR3關斷，由DR1、DR4為負載提供能量.

模態(tài)10(t8～t9): 如圖4(j)所示，在此時間段內(nèi)，超前管Q2和滯后管Q3導通，高頻整流管DR1、DR4導通，電流ip反向，變換器向負載傳遞能量.在t9時刻，在Q2關斷之前，輔助管Q1a打開，給電感Lr1充電，保證Q1實現(xiàn)ZVS，變換器開始另一半周期的工作，工作情況類似于上述半個周期.

3 新型軟開關變換器的設計與實現(xiàn)

設變換器在一定負載電流Iout2范圍內(nèi)，選定最小的能夠?qū)崿F(xiàn)主橋臂ZVS的諧振電感Lr值，即當負載電流Iout>Iout2時，變換器處于無源軟開關模式，當輸出負載電流繼續(xù)減小，滯后管不能實現(xiàn)ZVS時，開啟滯后輔助橋臂；當負載電流進一步減小至Iout1，超前管也不能實現(xiàn)ZVS時，繼續(xù)開啟超前輔助橋臂，從而使變換器在全負載范圍內(nèi)都能實現(xiàn)ZVS.變換器的工作模式與負載電流的關系見圖5.

圖5 變換器工作模式與負載電流關系Fig.5 Relationship between operating mode and load current

3.1 滯后輔助橋臂開啟的條件分析

由模態(tài)6的分析可知，變壓器原邊電流ip等于折算到原邊的輸出濾波電感電流，在t5時刻，電流ip下降為I1，如圖3所示，即

I1=iL(t5)/K=IL/K

(6)

在模態(tài)7內(nèi)，電感Lr與電容C3、C4諧振工作，輔助回路中電感Lr2的電流為Ia，因此，電流ip和電容C4的電壓分別為

(7)

由式(7)可知，當電流ip下降時，電容電壓vC4上升，因此，保證滯后管Q3實現(xiàn)ZVS的條件是：當電容電壓上升至VIN時，電流ip沒有降到 -I1，或者ip下降到-I1時，電流Ia能夠提供C4放電、C3充電的能量.因此，變換器在模態(tài)7結束時，電流ip和ia要同時滿足

(8)

(9)

(10)

(11)

根據(jù)式(10)可知，若電流ip還沒有降至-I1時，電容電壓vC4已經(jīng)升至VIN, 要實現(xiàn)滯后管的ZVS，需滿足

vC4(t)=(I1+Ia)Z1sinw1(t-t5)≥VIN

(12)

為了減小占空比的丟失，應使(I1+Ia)Z1的值盡可能的小，因此sinw1(t-t5)的值應選擇在 0.9 至1之間，式(12)可表達為

(I1+Ia)Z1≥VIN

(13)

此時，Ia與IL之間的關系式為

Ia=VIN/Z1-IL/K

(14)

由式(11)知，若電流ip降至-I1時，電壓vC4沒有升至VIN，要實現(xiàn)滯后管的ZVS，需滿足

vC4(t)=

(15)

式(15)為非線性方程，很難求得解析解，根據(jù)圖3的波形時序圖，可將式(15)簡化成

(Ia-I1)td(lag)/(2Clag)≥VIN

(16)

式中：td(lag)為滯后橋臂驅(qū)動信號之間的死區(qū)時間.

此時，Ia與IL之間的關系式為

(17)

因此，由式(14)和式(17)可知，滯后輔助橋臂電流Ia與負載電流IL之間的關系為

Ia=

(18)

3.2 超前橋臂實現(xiàn)軟開關的條件

如圖3和圖4(b)所示，假設模態(tài)2結束時，變壓器原邊的電流為I2，由模態(tài)3的分析可知，在此時間段內(nèi)，諧振電感Lr和濾波電感L是串聯(lián)關系，此時原邊電流ip包含了濾波電感電流，而滯后管實現(xiàn)軟開關時間段內(nèi)，則不包含濾波電感電流，即

I2=ILr+IL/K

(19)

當負載電流繼續(xù)減小，在模態(tài)3的過程中，變壓器原邊電流ip不能等效為一個恒流源時，為滿足超前管實現(xiàn)軟開關，加入輔助電流源Ib后，原邊電流ip和諧振電容C1的電壓可表示為

(20)

由式(20)和模態(tài)3的分析可知，當電流ip下降時，電壓vC1上升，vC2下降，保證Q2實現(xiàn)ZVS的條件是：當電容電壓vC1上升至VIN時，原邊電流ip沒有降到0，或者在ip降到0時，輔助電流Ib能夠提供C2、C1充放電的能量.因此，在模態(tài)3結束時，原邊電流ip、電容電壓vC2、輔助電流ib要滿足

(21)

與滯后輔助橋臂的分析過程類似，超前輔助橋臂電流Ib與負載電流IL之間的關系為

Ib=

(22)

4 仿真與實驗

發(fā)射機系統(tǒng)參數(shù)如表1所示.

表1 MTEM發(fā)射機參數(shù)表Tab.1 Parameters of MTEM transmitter

4.1 輔助橋臂開啟與負載電流的關系

由式(18)可知，當負載電流Iout

在實際工作中，由于負載是隨輸出頻率變化的，由低頻到高頻，負載阻抗可能從十幾歐姆變化到上百歐姆.為保證系統(tǒng)在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS，可將圖5負載電流和變換器工作模式的關系轉(zhuǎn)換為系統(tǒng)輸出功率與變換器工作模式之間的關系.為確保不同模式之間切換的可靠性，在程序的判斷條件中，需要設置緩沖區(qū)，如圖6中陰影部分所示，并分別用不同顏色標識出不同模式的工作區(qū)間，這樣既保證了系統(tǒng)ZVS的實現(xiàn)，又保證了控制的穩(wěn)定性.

圖6 不同工作模式與輸出功率的關系Fig.6 Relationship between operating mode and load power

4.2 輔助橋臂諧振電感值的選擇與輔助繞組變比的確定

由圖3輔助橋臂的驅(qū)動波形和圖4(f)變換器模態(tài)6的分析可知，輔助橋臂諧振電感電流可表示為

Iaux=VINTSDaux/(4Laux)

(23)

式中：Daux為輔助橋臂開啟的占空比；TS為輔助橋臂的開關周期.

在設計中，為減小損耗并保證主開關管實現(xiàn)ZVS，一般將vAB的上升沿(或下降沿)時間取為總開通時間Ton,max的5%，即

Tfalling=0.05Ton,max

(24)

由式(23)可知，超前輔助橋臂諧振電感Lr1=58.9 μH，滯后輔助橋臂電感Lr2=39.8 μH.根據(jù)式(5)和式(24)，確定輔助繞組的變比為 0.45.

圖7 不同工作模式下，逆變橋輸出vAB的波形圖Fig.7 The waveforms of the proposed converter in different operation modes

圖8 不同工作模式下，逆變橋輸出vAB的波形圖Fig.8 The waveforms of the proposed converter in different operation modes

4.3 仿真結果

針對上面的分析，使用Saber對該變換器模型進行仿真，結果如下：

圖7(a)為系統(tǒng)工作在無源軟開關模式，輸出功率 6.10 kW時的波形圖，從上到下分別為逆變橋H2的輸出電壓vAB，變壓器原邊電流ip，逆變橋H4的輸出電壓Vout和輸出電流Iout的波形圖.由于變壓器原邊電流太小，諧振電感儲能不足，滯后橋臂硬開通，如圖7(a)中紅圈處所示.

圖7(b)為開啟滯后輔助橋臂使變換器工作在單路有源軟開關模式下，輸出功率 6.10 kW時的波形圖.從上到下依次為vAB，ip，輔助管Q4a的電壓波形和諧振電感Lr2的電流波形.從輔助管電壓vQ4a和電感電流iLr2的波形可以看出，vQ4a實現(xiàn)了ZCS.從圖7的電壓vAB的波形對比可以看出，滯后輔助橋臂開啟后實現(xiàn)了滯后管的ZVS，結果與圖6工作模式分析一致.

圖8(a)為系統(tǒng)工作在無源軟開關模式，輸出功率 4.15 kW時各部分的波形圖.如圖8(a)中紅圈處所示，超前橋臂和滯后橋臂均無法實現(xiàn)ZVS.

圖8(b)為超前輔助橋臂和滯后輔助橋臂均開啟后，系統(tǒng)工作在雙路有源軟開關模式下，輸出功率 4.15 kW時的波形圖，從上到下依次為vAB，ip，輔助管Q2a的電壓波形和諧振電感Lr1的電流波形.通過圖8的電壓vAB的波形對比可以看出，超前和滯后輔助橋臂均開啟后，主橋臂開關管實現(xiàn)了ZVS，此結果與圖6工作模式分析一致.

4.4 實驗結果

在上述理論分析和Saber仿真結果的基礎上，研制出50 kW的MTEM發(fā)射機樣機，如圖9所示.

圖10 不同工作模式下，逆變橋輸出vAB的波形圖Fig.10 The waveforms of the proposed converter in different operation modes

圖11 不同工作模式下，逆變橋輸出vAB的波形圖Fig.11 The waveforms of the proposed converter in different operation modes

圖10(a)為無源軟開關模式下，系統(tǒng)輸出功率 5.0 kW時的波形圖，該波形圖與圖7(a)仿真波形一致.從上到下分別為vAB，ip，逆變橋H4的輸出電壓Vout和輸出電流Iout的波形圖.從圖中可以看出，超前橋臂能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS，滯后橋臂無法實現(xiàn)ZVS.

圖10(b)為開啟滯后輔助橋臂，系統(tǒng)工作在單路有源軟開關模式下，輸出功率 5.0 kW時的波形圖，與圖7(b)波形一致.從上到下依次為vAB，ip，輔助管Q4a的電壓波形和電感Lr2的電流波形.從vQ4a和iLr2的波形可以看出，滯后輔助管實現(xiàn)了ZCS.與圖10中電壓vAB的波形對比可以看出，開啟滯后輔助橋臂后，實現(xiàn)了滯后管的ZVS.上述結果與圖6工作模式分析一致.

圖11(a)為無源軟開關模式下，系統(tǒng)輸出功率 2.88 kW時的波形圖，與圖8(a)一致，超前橋臂和滯后橋臂均無法實現(xiàn)ZVS.圖11(b)為兩路輔助橋臂均開啟后，系統(tǒng)工作在雙路有源軟開關模式下，輸出功率 2.88 kW時的波形圖，與圖8(b)一致.與圖11的電壓vAB的波形對比可以看出，超前輔助橋臂和滯后輔助橋臂均開啟后，主橋臂開關管實現(xiàn)了ZVS.上述結果與圖6工作模式分析一致.

圖9 MTEM發(fā)射機工程樣機Fig.9 Prototype of MTEM transmitter

圖12為MTEM發(fā)射機輸出的偽隨機信號波形圖，輸出電壓 1 000 V，輸出電流50 A，偽隨機信號的碼元階數(shù)為12，碼元頻率 1 024 Hz，輸出功率達到50 kW，提升了發(fā)射機輸出信號的強度.通過Saber仿真波形和實驗波形的一致性，可以看出MTEM發(fā)射機拓撲結構的正確性和有效性.

圖12 MTEM發(fā)射機輸出偽隨機信號波形圖Fig.12 The output waveforms of MTEM transmitter

圖13 各發(fā)射機的實測參數(shù)對比圖Fig.13 Comparison parameters of different transmitters

4.5 效率曲線與功率參數(shù)對比

從圖13(a)中可以看出，鳳凰TXU-30發(fā)射機的最大效率為 83.8%，而MTEM發(fā)射機系統(tǒng)最大效率可達 95.3%.與無源軟開關技術(圖中紅色測試曲線所示)相比，MTEM發(fā)射機大大拓寬了負載動態(tài)范圍，實現(xiàn)了特殊工況條件下全負載范圍輸出的特性.圖13(b)列出了MTEM發(fā)射機、ZONGE GGT-30發(fā)射機和鳳凰TXU-30發(fā)射機的功率參數(shù)對比，可以看出，研制的MTEM發(fā)射機的輸出功率得到了大幅拓展，增強了發(fā)射機輸出信號的強度，為深部地質(zhì)資源的勘探提供了必備條件，而且發(fā)射機功率密度的大幅提高，便于設備在野外的搬運轉(zhuǎn)移，提高工作效率.

5 結語

本文提出了一種新型的雙路有源軟開關變換器，應用于地質(zhì)勘探領域的MTEM發(fā)射機中.與傳統(tǒng)發(fā)射機相比，改進后的發(fā)射機實現(xiàn)了全負載范圍內(nèi)主橋臂開關管的ZVS，進一步提升了系統(tǒng)的效率，極大拓展了系統(tǒng)的最大輸出功率.

首先介紹了MTEM發(fā)射機的拓撲結構和原理，其次詳細分析了發(fā)射機功率單元的18種工作模態(tài)過程，然后給出了發(fā)射機三種工作模式與負載功率的關系和輔助電流源網(wǎng)絡的設計過程，最后對電磁發(fā)射機拓撲進行了Saber仿真，并通過50 kW樣機的實驗，驗證了該變換器的正確性和有效性.該發(fā)射機通過大量的野外實驗，驗證了其工作的可靠穩(wěn)定性，為其他更大功率發(fā)射機的研制提供有效思路.目前也存在不足的地方，如需要精簡控制算法，實現(xiàn)單周期控制，以實現(xiàn)更高的穩(wěn)壓穩(wěn)流精度等.