孫立杰，伍 洋，阮云國

(中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊050081)

0 引言

饋源網(wǎng)絡(luò)是天線系統(tǒng)的核心部件，而雙工器又是饋源網(wǎng)絡(luò)中最常用的元器件，其發(fā)展由來已久。隨著無線通信技術(shù)的飛速發(fā)展，天線對寬帶、低剖面和小型化提出了更高的要求。尤其是機(jī)載和船載小口徑天線，對饋源網(wǎng)絡(luò)及其元器件的緊湊性要求更加苛刻。

雙工器主要分為頻率雙工器和極化雙工器2種，頻率雙工器主要由T型功分器和濾波器組成，極化雙工器主要由OMT和濾波器組成。寬帶正交器主要為B?ifot結(jié)構(gòu)和Turnstile結(jié)構(gòu)[1]，而極化雙工器的研究一般以側(cè)壁耦合式正交器為重點(diǎn)，此種正交器多為中低帶寬設(shè)計(jì)。2006年，Oscar Antonio Peverini等人設(shè)計(jì)了工作于Ka頻段的雙工器，但是結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且?guī)捿^窄[2]；2009年A.Dunning等人設(shè)計(jì)了一個(gè)指標(biāo)優(yōu)良的3 mm波段雙工器，結(jié)構(gòu)參數(shù)很多，不適合低成本天線使用[3]；2012年，Uwe Rosenberg等人設(shè)計(jì)了一款一端為波導(dǎo)出口，另一端為同軸出口的緊湊型側(cè)壁耦合式正交器，但使用帶寬和功率容量受到限制[4]；2015年盧邵鵬等設(shè)計(jì)了一款C頻段正交器，其耦合口在圓矩自然過渡處，仍需通過隔片進(jìn)行側(cè)壁駐波和端口隔離調(diào)試[5]；2017年張海福等設(shè)計(jì)了一款Ka/EHF雙頻側(cè)壁耦合式正交器，區(qū)別于文獻(xiàn)[5]的是收發(fā)相對帶寬較寬，直通路不用添加隔片，但尺寸較大，耦合口位置參數(shù)過于敏感，加工難以保證，且沒有對高次模問題進(jìn)行分析[6]。

本文針對低成本、小口徑天線設(shè)計(jì)需求，通過分析高次模諧振頻率，設(shè)計(jì)了一款Ku頻段免調(diào)式且結(jié)構(gòu)緊湊的收發(fā)雙工器。最終經(jīng)樣機(jī)加工驗(yàn)證，電氣指標(biāo)優(yōu)良，滿足工程應(yīng)用需求。

1 側(cè)壁耦合正交器設(shè)計(jì)理論

下面討論的正交器主要針對側(cè)壁耦合式結(jié)構(gòu)。整體來看這是一種物理結(jié)構(gòu)為三端口，電氣結(jié)構(gòu)為四端口的微波器件，如圖1所示。正交器的公共口多為圓波導(dǎo)口或方波導(dǎo)口，2個(gè)簡并的主模為2個(gè)電氣端口，這2個(gè)極化正交的主模信號一個(gè)傳輸?shù)街笨冢硪粋€(gè)傳輸?shù)絺?cè)壁出口，從而實(shí)現(xiàn)正交器對正交極化信號的分離。

圖1 OMT原理

正交器的公共耦合部分對阻抗匹配和隔離性能的影響較大，特別是耦合單元對高次模的激勵(lì)，而且這些高次模還直接影響天線的輻射方向圖，尤其是交叉極化方向圖，經(jīng)驗(yàn)上設(shè)計(jì)師可通過控制公共耦合結(jié)構(gòu)截面尺寸或利用對稱的分支結(jié)構(gòu)來改善對天線方向圖的影響[7]。

文獻(xiàn)[8]利用側(cè)壁耦合口對稱加載結(jié)構(gòu)，通過高次模反相迭加的原理來抑制圓波導(dǎo)里的TM01和TE21模，以及方波導(dǎo)里的TE11模和TM11模，很好地解決了寬帶工作情況下，直通路端口在高頻段的高次模諧振問題。

對于側(cè)壁耦合式正交器而言，工程應(yīng)用中多為中等以下帶寬，主波導(dǎo)和矩形波導(dǎo)里一般只傳輸基模TE11模和TE10模。雖然在局部耦合不連續(xù)處仍會(huì)激勵(lì)起不希望產(chǎn)生的特定高次模，但只要高次模的諧振頻率高于工作頻率上限或在工作帶寬外，也不會(huì)對設(shè)計(jì)產(chǎn)生影響。因此，當(dāng)工作帶寬較窄，為節(jié)約加工成本采用傳統(tǒng)非對稱結(jié)構(gòu)進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，確定高次模的激勵(lì)頻率顯得至關(guān)重要。合理利用高次模和調(diào)整高次模諧振頻率能夠有效改善天線系統(tǒng)和微波元器件的電氣性能，文獻(xiàn)[9-10]通過控制饋源喇叭內(nèi)高次模的激勵(lì)實(shí)現(xiàn)了對饋源交叉極化和方向圖的改善，而文獻(xiàn)[11]在分析方波導(dǎo)高次模激勵(lì)的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了寬帶波紋波導(dǎo)移相器。在此放棄傳統(tǒng)模式匹配法和等效電路法，選擇利用分析高次模諧振頻率的方法來研究設(shè)計(jì)側(cè)壁耦合式正交器。該方法通過確定高次模諧振頻率，可以方便地分析正交器的工作帶寬，尤其是對于收發(fā)雙頻工作的元器件，通過避開或調(diào)整諧振頻率，可以有效提高其相對帶寬。對于圓波導(dǎo)側(cè)壁耦合結(jié)構(gòu)，直通路階梯過渡多設(shè)計(jì)在圓波導(dǎo)上，在耦合口處形成的不連續(xù)截面如圖2所示，因此提出用下式來計(jì)算高次模激勵(lì)頻率fc：

(1)

圖2 耦合口不連續(xù)處階梯過渡截面示意

側(cè)壁耦合式正交器的設(shè)計(jì)步驟如下：① 根據(jù)使用頻率和帶寬，決定公共波導(dǎo)口徑和結(jié)構(gòu)形式；② 選擇耦合形式；③ 確定耦合口位置和尺寸；④ 設(shè)計(jì)阻抗匹配單元尺寸；⑤ 選擇合理的優(yōu)化計(jì)算方法，建立三維仿真模型，優(yōu)化得到最佳結(jié)構(gòu)尺寸。

2 免調(diào)試緊湊型正交器設(shè)計(jì)

工程應(yīng)用中，關(guān)于側(cè)壁耦合式正交器的設(shè)計(jì)主要追求的是高隔離、低駐波、小型化和低成本。傳統(tǒng)工程使用的側(cè)壁耦合式正交器結(jié)構(gòu)簡單，加工成本低，但尺寸大，指標(biāo)差，基本依靠后期調(diào)諧螺釘和主波導(dǎo)柵片進(jìn)行阻抗匹配，工作量較大。但這種簡單結(jié)構(gòu)側(cè)壁耦合口多處于均勻連續(xù)性結(jié)構(gòu)處，可用傳統(tǒng)的模式匹配法和等效電路法進(jìn)行分析設(shè)計(jì)。而為了實(shí)現(xiàn)免調(diào)式和小型化的設(shè)計(jì)目標(biāo)，在此采用了階梯過渡和場耦合一體化混合設(shè)計(jì)，設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)如圖3所示，可見該雙工器耦合口單元尺寸在2個(gè)正交極化方向均不連續(xù)，傳統(tǒng)模式匹配法和等效電路方法處理困難，選用基于有限積分法的CST對正交器結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)。

圖3 OMT截面二維示意

考慮加工難度和Ku頻段衛(wèi)星通信天線常用工作帶寬，放棄了方波導(dǎo)而選擇了圓波導(dǎo)作為輸出端口。當(dāng)正交器兩矩形端口微波信號傳輸遇到2個(gè)極化方向均不連續(xù)結(jié)構(gòu)時(shí)，公共口波導(dǎo)內(nèi)電磁波模式設(shè)為EMW，表示為[12]：

(2)

從而可得圓波導(dǎo)第1高次模為TM01模，其截止波長為λc=2. 62r；第2高次模為TE21模，其截止波長為λc=2. 064r；第3高次模為TE01模，其截止波長為λc=1. 64r。而公共圓波導(dǎo)口徑的選取一般希望在工作帶寬內(nèi)只能傳輸基模TE11模，由傳輸線理論[13-14]可知，圓波導(dǎo)半徑r需要滿足下式要求：

《麥克白》這部作品通過對麥克白這一主人公從英勇無畏的將軍到野心與權(quán)欲日益膨脹的奸惡之人的人性悲劇的描寫，揭示了這樣一個(gè)真理：無盡的權(quán)欲與野心必然導(dǎo)致一個(gè)人人性的泯滅和人生的毀滅。這也啟示讀者：嚴(yán)于律己，努力讓自己做一個(gè)有道德觀念和法律觀念的人，迎接美好的人生。

(3)

另外考慮圓波導(dǎo)工作頻率一般相對其截止頻率有5%的余量，即滿足下式：

fmin≥kfc。

(4)

因此，主模工作頻率帶寬為21. 4%，而為了覆蓋Ku收發(fā)全頻帶，正交器的相對帶寬需達(dá)到28%，因此對于非對稱結(jié)構(gòu)直通路勢必產(chǎn)生高次模諧振。另外綜合項(xiàng)目天線喇叭設(shè)計(jì)需求，初始考慮選取圓波導(dǎo)半徑r=8. 45 mm。

首先設(shè)計(jì)直通路阻抗變換段，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)選取二階阻抗變換即可滿足要求，初始階梯參數(shù)如圖3所示。此時(shí)需要計(jì)算高次模諧振頻率，確定可用工作帶寬。由式(1)得出各高次模激勵(lì)頻率如表1所示。

表1 各階梯對應(yīng)不同模式的激勵(lì)頻率 GHz

經(jīng)統(tǒng)計(jì)發(fā)現(xiàn)該公式計(jì)算的諧振頻率和仿真值的誤差與各階梯截面的不圓度和高次模階數(shù)成正比，而影響設(shè)計(jì)的較低次諧振頻率主要為緊鄰耦合口處的階梯和圓波導(dǎo)交接引起的不連續(xù)激勵(lì)起的低階高次模諧振。仿真得到的直通路傳輸損耗曲線如圖4所示，可見在最先激勵(lì)的低階高次模造成的損耗尖峰所在頻率和計(jì)算結(jié)果吻合良好，偏移誤差小于2%。同時(shí)可見在TM01模第一次諧振頻率略高于Ku衛(wèi)星通信發(fā)射頻率13. 75 GHz，為了滿足傳統(tǒng)衛(wèi)星通信天線擴(kuò)頻使用需求，需微調(diào)波導(dǎo)口徑使第一諧振頻率小于13. 75 GHz。

圖4 直通路傳輸損耗仿真結(jié)果

而耦合口的長度l和寬度w尺寸與中心頻率波導(dǎo)波長有如下經(jīng)驗(yàn)公式[ 15-16]：

(5)

選定耦合口參數(shù)為l=13 mm；w=2. 5 mm，考慮工作帶寬，側(cè)壁采用二級階梯阻抗變換過渡到BJ120標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)出口，通過優(yōu)化得到最終階梯參數(shù)尺寸。

3 仿真與實(shí)物測試對比

圖5 OMT加工實(shí)物

利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對正交器進(jìn)行了電氣測試。電氣指標(biāo)實(shí)測結(jié)果與仿真結(jié)果對比如圖6所示。從圖6(a)可以看出，正交器發(fā)射和接收駐波比均小于1. 12∶1，且駐波曲線仿真與實(shí)測結(jié)果趨勢一致；從圖6(b)可以看出，正交器接收和發(fā)射損耗均小于0. 1 dB；從圖6(c)可以看出，正交器收發(fā)端口隔離優(yōu)于50 dB，遠(yuǎn)優(yōu)于傳統(tǒng)正交器的40 dB。整體而言，該正交器電氣指標(biāo)優(yōu)良，完全能夠滿足Ku小口徑衛(wèi)星通信天線的設(shè)計(jì)需求。

圖6 OMT仿真和實(shí)測結(jié)果

4 結(jié)束語

高次模的相關(guān)分析一直是業(yè)內(nèi)比較頭疼的話題，而高次模的問題主要集中在高次模的抑制和高次模的利用2個(gè)方面，要想處理這2個(gè)問題首先要解決的就是確定高次模的諧振頻率。本文方法很好地處理了窄帶側(cè)壁耦合式正交器的設(shè)計(jì)問題，諧振頻點(diǎn)的理論計(jì)算、加工樣機(jī)的實(shí)測數(shù)據(jù)與全波仿真結(jié)果吻合度都很好。

由于通信技術(shù)發(fā)展趨勢，大多數(shù)文章傾向于寬頻帶方面的設(shè)計(jì)研究，而對于工程需求量較大的低成本、小型化和窄帶產(chǎn)品的設(shè)計(jì)卻受到了忽視。本文的設(shè)計(jì)對工程實(shí)踐有很好的借鑒意義。后續(xù)還需要對一些問題進(jìn)行深入研究，比如提出的高次模諧振問題不能處理所有多端口過模結(jié)構(gòu)[17-18]，正交器如何應(yīng)用于特殊環(huán)境[19-20]，對所分析的電氣結(jié)構(gòu)相對帶寬的進(jìn)一步拓展等等。