顏舒琳，丁超

(青島杰瑞自動化有限公司, 山東 青島266061)

0 引 言

中國北斗三號衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)(BDS-3)發(fā)布了一種名為B1C的現(xiàn)代民用GNSS信號.與之前的B1I信號相比,它采用了更新穎的信號設(shè)計方法,用以滿足不斷增長的服務(wù)需求.這些方法包括用于增強衛(wèi)星信號之間的互相關(guān)性能的較長擴展碼,用于加速比特同步過程的二次編碼,以及不攜帶數(shù)據(jù)信息以提高捕獲靈敏度的導(dǎo)頻分量.雖然信號的新設(shè)計方法可改善信號捕獲性能,但同時帶來了一系列問題,使信號捕獲技術(shù)的實現(xiàn)更加困難.為此,在設(shè)計新型北斗接收機的捕獲技術(shù)時,需考慮三大問題.

1)符號翻轉(zhuǎn)問題

基于快速傅里葉變換(FFT)的快速捕獲技術(shù)在當(dāng)前接收機實現(xiàn)中非常流行.與常見的串行搜索捕獲技術(shù)相比,它可以大大加快搜索速度,并且易于在接收機硬件和軟件中實現(xiàn). 基于FFT的捕獲方法等效于循環(huán)相關(guān)技術(shù),故在積分周期內(nèi)發(fā)生的符號翻轉(zhuǎn)會引起捕獲性能的下降,特別是當(dāng)翻轉(zhuǎn)出現(xiàn)在碼周期1/2處,相關(guān)峰極可被底噪淹沒,使衛(wèi)星信號無法被探測到.

B1C信號的擴展碼由主碼和副碼的乘法構(gòu)成,其中每個副碼碼片覆蓋一個主碼周期.副碼是導(dǎo)頻信道中的一種短PRN代碼,但在數(shù)據(jù)信道中是恒定值.二次編碼會使導(dǎo)頻信道的搜索過程存在符號翻轉(zhuǎn)問題,但不會影響數(shù)據(jù)信道.然而,B1C信號以與副碼相同的速率播發(fā)導(dǎo)航消息,因此符號翻轉(zhuǎn)問題也存在于數(shù)據(jù)信道中.

學(xué)者們已經(jīng)提出了各種技術(shù)來克服該問題[1].其中,最直接的解決方案[2-3]是通過將長度為兩個主碼周期的衛(wèi)星信號與等長補零的一個主代碼周期的本地測距碼進(jìn)行相關(guān).此方法由于增加了數(shù)據(jù)長度,故大大增加了計算復(fù)雜度,并且由于僅使用了一半的信號,因此該方法效率不高.之后,文獻(xiàn)[4-9]提出了通過將相關(guān)周期分成一組子相關(guān)的方法來提高搜索效率,再通過組合子相關(guān)結(jié)果的方法避免靈敏度的衰減.這類技術(shù)可同時實現(xiàn)多個較短信號的相關(guān)運算,因此利于實際接收機采用FPGA的工程實現(xiàn).此外,文獻(xiàn)[10-11]引入了兩級搜索的技術(shù)方案來克服符號翻轉(zhuǎn)問題.這類技術(shù)是基于符號翻轉(zhuǎn)可引起多普勒頻移而不影響碼相位的假設(shè)提出的.據(jù)此,這些技術(shù)在第一步中先找到正確的碼相位,第二步在正確的碼相位上搜索多普勒頻率.這些方法可有效實現(xiàn)強信號的捕獲,而計算復(fù)雜度仍相對較高.

2)高計算復(fù)雜度問題

B1C的主碼長度是B1I擴頻碼的十倍,這將大大增加計算復(fù)雜度.基于FFT的捕獲技術(shù)被公認(rèn)是運算有效的;然而,長FFT運算模塊的價格非常高,限制了實際接收機的開發(fā).在現(xiàn)代的北斗接收機中,采樣率通常達(dá)到50～60MHz的量級.為了完成主碼(10ms)的積分周期,必須對超過500 000點的數(shù)據(jù)進(jìn)行FFT運算,民用接收器選用的廉價FPGA資源根本無法實現(xiàn)此數(shù)量級的運算.

Wilde[12]通過減少搜索維度的方法解決上述問題,其表明當(dāng)BPSK調(diào)制信號的搜索間隔設(shè)為1/2碼片和BOC(1,1)調(diào)制信號的搜索間隔設(shè)為1/6碼片時,其方法可造成的最大功率損耗分別為2.50dB和1.16dB.B1C信號采用的調(diào)制方式分別是BOC(1,1)和BOC(6,1),每個碼片需要至少6個采樣點,即仍然需要61 380個點(6×10230長度的主碼)的FFT計算.文獻(xiàn) [13]提出了更簡單有效的方法,稱之為平均相關(guān)(AC)技術(shù).該方法的基本思想是首先將接收信號通過取平均的方法從采樣點降維到以碼片為基準(zhǔn)的維度上,然后對降維后的信號進(jìn)行FFT運算,其長度等于主碼的長度(即10 230).此外,由于主碼起始的采樣點未知,若從接近半碼片的采樣點開始進(jìn)行取均將極大地降低搜索性能.為解決此問題,在實際工程實現(xiàn)中采用同時從碼片內(nèi)不同點開始的方法進(jìn)行并行相關(guān),隨后在多個并行搜索中選取最大相關(guān)峰值作為搜索結(jié)果.該方法適用于并行處理.

3)多峰性問題

B1C信號的數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信道分別采用BOC(1,1)和QMBOC(6,1,4/33)進(jìn)行調(diào)制,其中QMBOC(6,1,4/33)可視為BOC(1,1)和BOC(6,1)的組合.BOC信號自相關(guān)函數(shù)主峰比較尖銳,抗多徑性能比BPSK調(diào)制信號要強.但由于BOC信號的自相關(guān)函數(shù)存在多個副峰,導(dǎo)致信號在捕獲過程中存在一定的模糊度,易發(fā)生誤鎖現(xiàn)象.學(xué)者們已提出各種方法來解決此類多峰性的問題,例如類似BPSK的方法,子載波相位消除(SCPC)方法[14]和自相關(guān)副峰消除技術(shù)(ASPeCT)[15].這些技術(shù)旨在除去副峰以避免錯誤的碼相位鎖定.對于BOC(1,1),此方法適用于搜索步長小于1/6碼片的情況,此時的分辨率足以區(qū)分主峰和副峰.然而如上所述,在實際應(yīng)用中,快速捕獲技術(shù)傾向于使用更大的搜索間隔(例如,AC技術(shù)采用1個碼片).此時,搜索到的碼相位的不確定性為一個碼片,覆蓋主峰和副峰.使用此捕獲結(jié)果初始化的跟蹤過程很容易導(dǎo)致跟蹤的誤鎖.因此,針對BOC調(diào)制信號的快速捕獲技術(shù),應(yīng)盡可能地提高其搜索分辨率,以避免跟蹤階段的誤鎖定.

本文提出了一種旨在解決上述三個問題的兩級捕獲技術(shù),為BDS-3接收機信號捕獲技術(shù)的工程實現(xiàn)提供有效的解決方案.此技術(shù)在第一階段采用了擴展AC技術(shù),以實現(xiàn)粗略和快速信號搜索,其分辨率是一個碼片.擴展AC技術(shù)是在AC技術(shù)的基礎(chǔ)上采用并行部分FFT的方法提高工作效率.這種方法不僅允許接收機使用更便宜的FPGA模塊來提供有效的捕獲解決方案,而且還消除了電文數(shù)據(jù)和二次編碼引起的符號翻轉(zhuǎn)帶來的影響.第二階段采用精密搜索技術(shù),以實現(xiàn)高精度的捕獲.此過程能有效避免由BOC信號多峰性引起的跟蹤階段的誤鎖現(xiàn)象.除此之外,本文還介紹了兩種捕獲方法,單信號和多信道組合方式,其中前者僅使用數(shù)據(jù)或?qū)ьl信道的一個信號,后者同時使用兩個信道的信號.信道組合技術(shù)相較單信道方法可提高捕獲靈敏度,但需要更多的計算資源.這將增加運算復(fù)雜度和實現(xiàn)成本.設(shè)計人員可根據(jù)應(yīng)用需求選擇實現(xiàn)方法,在資源充足的情況下也可以同時實現(xiàn)這兩種方法,在工作過程中自適應(yīng)地切換兩種模式以獲得資源利用和捕獲性能的最佳狀況.

1 B1C信號結(jié)構(gòu)

北斗B1C信號的詳細(xì)描述可參見北斗接口控制文檔[16].信號的發(fā)射頻率為1 575.42MHz,中地球軌道(MEO)和傾斜地球同步軌道(IGSO)衛(wèi)星的最小規(guī)定接收功率分別為-158.5dBW和-160.3dBW.信號由兩個正交分量組成,可表示為

(1)

式中:P為接收到的B1C信號的總功率;sB1Cdata為BOC(1,1)調(diào)制的數(shù)據(jù)信道;sB1Cpilot為QMBOC(6,1,4/33)調(diào)制的導(dǎo)頻信道,QMBOC(6,1,4/33)信號可以被認(rèn)為是由BOC(1,1)和BOC(6,1)調(diào)制的兩個信號分量(即子信道)組成的復(fù)信號.另外,由于數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信道的功率比為1∶3,信號可以進(jìn)一步詳細(xì)說明如下:

(2)

式中第一行是數(shù)據(jù)信道的表達(dá)式,后兩行為導(dǎo)頻子信道的表達(dá),在本文剩余部分將被簡化為pilot_b和pilot_a,每個通道之前的常數(shù)是信道間的功率比,并且DB1Cdata是二進(jìn)制電文數(shù)據(jù),其長度為1 800,其符號率為100sps.CB1Cdata和CB1Cpilot分別是數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻的擴展碼,由主碼和副碼組成.主代碼長度為10 230碼片,碼率為1.023MHz,周期為10ms.副碼具有與電文數(shù)據(jù)相同的長度和頻率.sign(sin(2πfsct))表示子載波信號,其中fscB1Ca=1.023MHz是用于實現(xiàn)BOC(1,1)調(diào)制的子載波頻率,fscB1Cb=6.138MHz用于BOC(6,1)調(diào)制的實現(xiàn).

總而言之,數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻pilot_b具有相同的相移但在頻譜上不同,而數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻pilot_a具有相同的子載波頻率但其載波具有90°的相位差.此外,所有信道的每個主碼周期均可能含有符號翻轉(zhuǎn)(如圖1所示),其中數(shù)據(jù)信道由電文數(shù)據(jù)引起,并且導(dǎo)頻信道由副碼引起.

圖1 B1C信號結(jié)構(gòu)示意圖

2 二級捕獲技術(shù)

與之前的北斗民用信號(如B1I)相比,B1C信號具有更長的擴頻碼,更短的電文數(shù)據(jù)寬度和更復(fù)雜的信號結(jié)構(gòu),這些新的特性在捕獲過程中引入新的問題需要被處理,如符號翻轉(zhuǎn)和多峰性.這對軟件和硬件設(shè)計提出了更高的要求,并且需要特定的方法來處理新類型的信號,因此傳統(tǒng)的北斗接收機不再適用.為了實現(xiàn)新型北斗接收機中的捕獲功能,本文提出了一種新穎有效的兩級捕獲技術(shù).第一階段旨在實現(xiàn)快速且符號翻轉(zhuǎn)不敏感的搜索過程.該過程使用擴展平均相關(guān)方法來實現(xiàn)粗略搜索.隨后,在第二階段中進(jìn)行精密搜索處理,目的是提供高搜索精度,以克服BOC(1,1)信號多峰性帶來的誤鎖問題.在下面的小節(jié)中,首先解釋單信道和多信道組合捕獲技術(shù),然后詳解兩個階段中使用的關(guān)鍵技術(shù).

2.1 單信道和多信道組合捕獲技術(shù)

信號捕獲的基本思想是為輸入信號找到最可能的本地生成的擴頻碼和載波,這可以通過采用串行相關(guān)技術(shù)來實現(xiàn).然而,由于其計算效率低,故在實際實現(xiàn)中通常采用計算效率更高的基于FFT的并行碼相位搜索技術(shù).該方法將搜索維度從Mt×Nt減小到Nt,其中Mt是碼相位的數(shù)量,Nt是多普勒頻率的個數(shù).圖2示出了基于FFT單通道技術(shù)的數(shù)據(jù)或?qū)ьl信道捕獲技術(shù)框架.

圖2 基于FFT的單通道捕獲技術(shù)示意圖(I和Q為相關(guān)的兩個正交分量)

由于接收信號的功率分布在數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信道上,故僅單獨處理其中一個分量將丟失另一分量的能量,降低了信號捕獲的靈敏度.多信道組合捕獲技術(shù)可充分利用信號功率,提高捕獲靈敏度.

多信道聯(lián)合跟蹤技術(shù)可分為相干和非相干兩種方法(如圖3和圖4所示),其重要差別為數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信號與本地信號相關(guān)后先進(jìn)行加權(quán)再積分,還是先積分后加權(quán). 相干式組合方法較非相干式方法可提供更高的能量,主峰能量更顯著.但與此同時,因為數(shù)據(jù)信號中的導(dǎo)航電文符號與導(dǎo)頻pilot_a信號中子碼的符號可能不同,所以需要增加格外的信號反轉(zhuǎn)加權(quán)和選擇過程,增加了計算資源的消耗.

圖3 基于FFT技術(shù)的相干聯(lián)合捕獲技術(shù)示意圖

圖3中CB_data和CB_pilot為采用圖2所示的相關(guān)模塊(CB)分別對數(shù)據(jù)信號和導(dǎo)頻pilot_a信號進(jìn)行相關(guān)計算.

圖4 基于FFT技術(shù)的非相干積分組合式捕獲技術(shù)示意圖

多信道組合式捕獲方法可以提高捕獲性能,但同時對信號處理能力和處理方法都提出了更高的要求,這將增加實現(xiàn)成本.如式(2)所示,信號的接收功率由三個信道分?jǐn)?一個數(shù)據(jù)信道和兩個導(dǎo)頻信道.其中,pilot_a和數(shù)據(jù)信道具有信號的大部分功率(即“≈91%”),組合捕獲時通常采用這兩個信道信號.另外,兩個通道都由BOC(1,1)調(diào)制并具有類似的符號翻轉(zhuǎn)問題,因此它們可以共享計算資源和功能模塊.此外,由于pilot_a占有總功率的一半,且計算復(fù)雜度與數(shù)據(jù)信道相同,所以當(dāng)使用單信道方法進(jìn)行捕獲時優(yōu)先選擇pilot_a信道.采用哪種技術(shù)取決于接收機的具體應(yīng)用和預(yù)算.

2.2 擴展平均相關(guān)(Extended AC)技術(shù)

平均相關(guān)(AC)[13]技術(shù)在接收機的工程實現(xiàn)中非常普遍.它可以大大減少FFT運算的數(shù)據(jù)長度,故而允許使用廉價的FFT塊進(jìn)行快速捕獲.然而,由于原有的北斗信號很少受到符號翻轉(zhuǎn)問題的影響,傳統(tǒng)的AC方法對符號翻轉(zhuǎn)敏感,因此不適用于新體制信號捕獲的實現(xiàn).當(dāng)積分周期中存在符號翻轉(zhuǎn)時,信號的ACF可能在多普勒頻移軸之間分離,這將導(dǎo)致多普勒頻率的錯誤鎖定,而難以獲得正確的碼相位.更糟糕的是,當(dāng)信號噪聲增加時,信號可能被底噪淹沒而無法被檢測到.針對此問題,本文在AC技術(shù)的基礎(chǔ)上提出了并行部分碼相位搜索的概念,稱之為擴展AC技術(shù)(如圖5所示).

圖5 并行部分碼相位搜索技術(shù)示意圖(M為10230,L為每個碼片中采樣點個數(shù))

擴展AC技術(shù)主要包括兩個過程. 第一個過程是通過取平均的方法對輸入信號降維,它將輸入的10 ms長度信號從采樣點降維到以碼片為基準(zhǔn)的維度上.假設(shè)采樣頻率為50 MHz,此過程可將處理信號的長度減少近50倍.在第二過程中,兩個半周期的本地碼信號同時對一個主碼周期的衛(wèi)星信號進(jìn)行并行搜索,再通過加權(quán)方式合并兩個搜索結(jié)果,其處理過程的表達(dá)定義為

(3)

其中:

式中:x為一個主碼周期的衛(wèi)星信號與載波信號的乘積;M=10230為主碼長度;h(·)表示BOC調(diào)制的主碼信號,fft、ifft和conj分別表示FFT,反FFT和共軛計算.

除此之外,由于碼片的起始位置(采樣點)未知,將輸入信號與錯誤的起始點進(jìn)行積分可能會造成捕獲性能的衰弱;特別是當(dāng)起始點接近1/2碼片時. 為解決該問題,擴展AC算法在一個主碼周期內(nèi)選取多個位置作為起始點進(jìn)行求和,再從中選取最大相關(guān)峰值作為最終結(jié)果.此設(shè)計可采用并行處理技術(shù),不會顯著增加計算時間,但需要更多的計算資源.綜合考慮捕獲性能和計算資源的占用, 本文采用三個不同起始點進(jìn)行并行處理,且選取的起始點的間隔為1/3個碼周期, 此方法最差會導(dǎo)致1.82 dB的能量損失.此時完成完整的擴展AC算法共需7.5Mlog2M+15M次乘法運算.表1總結(jié)了采用不同捕獲方法時需進(jìn)行的乘法運算次數(shù).當(dāng)采樣頻率為50 MHz時,表中列出的三種方法將分別需要3.37×107，1.50×106和1.18×106次乘法運算.與傳統(tǒng)方法和AC+直接搜索的方法相比,擴展AC的理論乘法次數(shù)分別減少95.6%和21.3%.擴展AC方法不僅可以大大降低計算復(fù)雜度,還允許高性能的并行處理(6個并發(fā)處理),當(dāng)工程實現(xiàn)采用FPGA時,此技術(shù)可進(jìn)一步提高處理速度.

表1 計算復(fù)雜度比較

2.3 精密搜索

AC方法可有效降低計算復(fù)雜度,從而實現(xiàn)快速捕獲.但由于該方法的碼相搜索分辨率是一個碼片,不能有效區(qū)分BOC調(diào)制信號自相關(guān)函數(shù)的主副峰,將此結(jié)果對跟蹤參數(shù)進(jìn)行初始化時,跟蹤環(huán)路很容易鎖定在副峰上,造成誤鎖.為克服此問題,本文在粗略搜索的基礎(chǔ)上提出了進(jìn)行縮小范圍的精密搜索技術(shù).

第一級搜索可粗略地給出主碼的起始位置,搜索范圍可大大減小,此時再以采樣點為基準(zhǔn)進(jìn)行搜索時,運算量相較整周期搜索可大幅度降低.由于在粗搜索過程中使用的FFT塊是10 230點,為了充分利用資源,精密搜索技術(shù)也作用于長度為10 230的以采樣點為基準(zhǔn)的輸入信號. 此時輸入信號從粗捕獲獲得碼片的第一個采樣點的前一個碼片開始截取.與主碼的整個搜索范圍(例如“10230×50”采樣點)相比,僅使用10 230個采樣點會導(dǎo)致顯著的功率損耗.為了解決這個問題,本文提出了一種相關(guān)整合技術(shù),其定義如下:

(4)

其中:

xi=[X(s+(i-2)M),…,X(s+(i-1)M)];

(5)

(6)

式中:Y為相關(guān)運算輸出;Ns是用于計算相關(guān)性所截取的輸入信號片段的數(shù)量;X表示輸入信號;H表示長度等于M的本地信號序列;s表示獲得粗略搜索獲得的碼周期的起始位置.mod(·)表示除法運算的余數(shù),且H(-1)=H(M).該過程也可以通過非相干積分來實現(xiàn),但相干積具有更高靈敏度.由于給出了主碼的起點,故不存在符號翻轉(zhuǎn)帶來的影響,這使相干和非相干兩種方法的計算復(fù)雜度幾乎相同. 此外,可采用諸如BPSK和ASPeCT之類的副峰消除技術(shù),徹底消除鎖定副峰的可能.

3 實驗結(jié)果

3.1 計算資源消耗分析

該實驗主要對不同捕獲方法需求的計算資源數(shù)量進(jìn)行比較.由于乘法運算是硬件實現(xiàn)中最耗費資源的過程之一, 因此被選作為資源消耗的衡量指標(biāo)，對傳統(tǒng)和提出的兩級捕獲技術(shù)在采用不同頻率下進(jìn)行比較.

圖6示出了兩種方法使用的乘法次數(shù),其中第2.3節(jié)中提到信號片段數(shù)量Ns的設(shè)置受采樣頻率的影響.如上所述,該過程中Ns越大,能量損失越少.當(dāng)Ns等于每個碼片的采樣點個數(shù)時,其搜索靈敏度最高但資源消耗也最多.故在圖6中,采用Ns=L,此情況下給出的是資源消耗的上限值.由圖6可見本文所提出的方法相較傳統(tǒng)方法可大大減少乘法運算量,這允許工程實現(xiàn)時采用更便宜的處理模塊且能有效地加速捕獲速度.圖7示出了固定采樣頻率時使用不同數(shù)量的Ns的乘法次數(shù),可見乘法數(shù)量與Ns值成正比.這表明并行處理數(shù)量的減少將犧牲捕獲靈敏度,故此，在工程實現(xiàn)中應(yīng)根據(jù)應(yīng)用要求在捕獲靈敏度和計算復(fù)雜度之間進(jìn)行良好的權(quán)衡.

圖6 傳統(tǒng)和本文提出方法的乘法運算個數(shù)比較

圖7 本文提出方法在設(shè)置不同Ns值時的乘法運算量(采樣頻率為60 MHz)

除此之外,圖6、7僅說明了總共需求的乘法量.傳統(tǒng)方法使用一個大的FFT塊,而本文提出的方法采用多個小模塊計算,可并行處理.并行處理可進(jìn)一步加快捕獲速度,尤其當(dāng)資源量足夠允許所有進(jìn)程同時并行工作時,運行速度最快.表2示出了兩種方法計算資源的各項指標(biāo).

表2 計算資源各項指標(biāo)比較

3.2 捕獲精度比較分析

此實驗采用仿真信號對各方法的捕獲精度進(jìn)行評估比較. 仿真的B1C信號是根據(jù)ICD[16]生成,可提供碼相和多普勒頻率的真值.該實驗對不同強度的信號進(jìn)行捕獲,信號由高斯噪聲調(diào)制出不同的信噪比(SNR),其范圍為[-25 dB,-15 dB],設(shè)定采樣頻率為50 MHz.傳統(tǒng)方法的計算復(fù)雜度高但捕獲精度高,故此，作為本實驗的比較方法.其次,采樣信號的起點設(shè)置為主碼半周期的位置,此時為符號翻轉(zhuǎn)影響最大的情況.

圖8 捕獲精度比較(單信道捕獲技術(shù))

圖8示出了兩種方法的碼相位捕獲精度.結(jié)果為重復(fù)實驗10次獲得的統(tǒng)計值.結(jié)果表明,傳統(tǒng)方法能夠成功地捕獲各強度信號,且捕獲精度隨著SNR的增加而增加.本文提出方法的結(jié)果也具有相同的趨勢.然而,當(dāng)信號非常弱(即信噪比RSN=-25～-24 dB)時,本文的方法未能檢測到信號.這是由于第一階段的平均過程會導(dǎo)致信號功率的損失,當(dāng)信號噪聲太大時,相關(guān)峰值被噪底淹沒.對于這些非常嘈雜的信號,粗搜索過程無法找到正確的峰值,故在精細(xì)搜索過程中增加Ns的值也不會得到任何改善.但隨著RSN的增加,本文提出的方法可成功地捕獲信號.尤其當(dāng)Ns大于24時,該捕獲性能優(yōu)于傳統(tǒng)方法,直到RSN大于-21 dB,兩種方法都能準(zhǔn)確無誤地捕獲到信號.

圖9示出了實現(xiàn)多信道組合技術(shù)時各方法捕獲精度的比較.在該實驗中,相干和非相干組合技術(shù)的性能非常相似,因此僅給出了其中一種.從圖中可以看出,比較結(jié)果與實現(xiàn)單信道技術(shù)時的結(jié)果相近,但捕獲靈敏度略有提高,這與理論假設(shè)一致.另外,當(dāng)Ns=12時即可獲得比傳統(tǒng)方法更精確的捕獲結(jié)果.

圖9 捕獲精度比較(多信道組合捕獲技術(shù))

總而言之,當(dāng)信號強(即RSN=-21 dB至-15 dB)時,兩種方法都能夠?qū)崿F(xiàn)精準(zhǔn)捕獲;而當(dāng)信號相對較弱時(即RSN=-23 dB至-22 dB),本文提出方法的捕獲性能更高;然而,當(dāng)信號非常嘈雜時,本文提出的方法不能捕獲到信號,這也是此方法存在的最大問題.

4 結(jié)束語

由于傳統(tǒng)高精度捕獲技術(shù)存在計算效率低和資源消耗高的問題,故不適用于實際接收機的工程實現(xiàn).為了完成BDS-3接收機中B1C信號捕獲技術(shù)的工程實現(xiàn),本文提出了一種高效的兩級捕獲技術(shù),該技術(shù)在第一階段中實現(xiàn)粗略捕獲,可顯著降低計算復(fù)雜度;在第二階中執(zhí)行精密搜索,以提供更精確的捕獲結(jié)果.本文提出的方法將一個長FFT運算拆分成一組小FFT運算,這不僅允許使用更便宜的FFT模塊，同時可實現(xiàn)并行處理,這非常適用于FPGA的實現(xiàn).實驗結(jié)果表明,該方法可以顯著降低計算復(fù)雜度,當(dāng)采樣頻率設(shè)置為50 MHz時,乘法運算次數(shù)可以減少至少61%.此外,與傳統(tǒng)方法相比,仿真結(jié)果表明,當(dāng)信號強(即RSN=-21 dB至-15 dB)時,本文提出的方法與傳統(tǒng)方法的捕獲精度相當(dāng);當(dāng)信號相對較弱時,其性能比傳統(tǒng)方法更好(即RSN=-23 dB至-22 dB),但當(dāng)信號非常弱時(即RSN=-25 dB至-24 dB)，信號捕獲失敗.對于弱信號的捕獲是我們需繼續(xù)進(jìn)行研究的問題,也是下一步的研究方向.