姜嬋榮, 柴常春, 韓晨曦

(西安電子科技大學 微電子學院， 陜西 西安 710071)

為了減小體積和重量，通常各類便攜式電子產(chǎn)品使用單電源供電。隨著人們對各類便攜式電子產(chǎn)品運算速度、功能多樣化的要求不斷增加，對電源性能的要求也越來越高[1-3]。

為了適應不同的應用環(huán)境及工作條件，保證當存在外界擾動或者電路自身工作條件發(fā)生突變時，系統(tǒng)能夠在很短的時間內通過自適應調節(jié)恢復到正常的工作狀態(tài)，需要在電源管理芯片中集成穩(wěn)壓變換器。開關式直流-直流(DC-DC)變換器具備轉換效率高、體積小以及驅動能力強等優(yōu)點得到廣泛應用[4-6]。

另外，由于電池的供電電壓有限，例如單芯鎳基電池和堿性電池的輸出電壓分別為1.2 V和1.5 V，遠低于電路所需的工作電壓[7-8]；加之，電池的輸出電壓會隨著使用時間的延長而降低，所以，為了保證電路正常工作時供電電壓的穩(wěn)度和精度，需要片上系統(tǒng)中集成BOOST電源管理芯片，使得較低的電源電壓能夠升高到系統(tǒng)工作所需要的穩(wěn)定電壓。

最常用的BOOST轉換器的開關控制方法是脈沖寬度調制(pulse width modulation, PWM)。PWM技術在工作過程中其工作頻率保持不變，從而方便后續(xù)濾波器的設計，但是當轉換器工作在輕載條件下時，PWM的轉換效率急劇下降[9]。相比于PWM方法，恒定導通時間控制(constant on the time control, COT)方法的轉換效率較高，其開關的導通時間為一定值，通過改變開關的關斷時間來調整占空比，這就導致其開關頻率不固定，給后續(xù)濾波器的設計帶來很大的困難[10]。

針對COT方法的局限性，文獻[11]設計了一種新型導通時間產(chǎn)生電路，根據(jù)不同的工作狀態(tài)產(chǎn)生相應的開關導通時間，消除外界參數(shù)的影響，從而實現(xiàn)開關頻率的恒定。這種方案電路簡單，但是頻率誤差較大。另外，該架構需要較大的電容等效串聯(lián)電阻，否則系統(tǒng)將工作在振蕩狀態(tài)[12]。文獻[2]提出了混合紋波自適應導通時間控制，將電感電流紋波與輸出電壓紋波相結合，并額外引入電感電流與直流電壓來實現(xiàn)輸出電壓的調節(jié)，但該電路結構復雜，不易實現(xiàn)。

針對BOOST轉換器在工作過程中負載發(fā)生突增、工作頻率不固定及能否正常啟動等情況，為了提高電路的穩(wěn)定性，本文擬提出一種提高BOOST轉換器抗干擾能力的電路設計方案。通過在自適應導通時間產(chǎn)生模塊中增加一條電容的放電通路，以期提高系統(tǒng)的快速啟動性能和穩(wěn)定性。

1 系統(tǒng)設計

采用一種自適應導通時間控制的BOOST轉換器，使其在連續(xù)導通模式(continuous conduction mode, CCM)下實現(xiàn)準恒頻，而在非連續(xù)導通模式(discontinuous conduction mode, DCM)下，其開關頻率隨著負載的減小而降低。設計的自適應導通時間控制的異步BOOST轉換器電路結構示意如圖1 所示。Vin和Vo分別表示輸入、輸出電壓；L、Co分別表示濾波電感、電容；Rc為輸出電容的等效串聯(lián)電阻；M1為功率開關管；Ro為輸出電阻；R1和R2為輸出電壓的分壓電阻。置位/復位(reset/set, RS)觸發(fā)器的置位端連接比較器的輸出，復位端連接自適應導通定時器的輸出。

圖1 BOOST轉換器電路結構示意

BOOST轉換器的功率級電路由片上有源功率管和片外無源器件構成。功率管的作用等同于理想開關，用于電路的開啟和關閉。片外無源器件主要包括電感和電容，用于周期性地存儲和釋放能量。其工作過程為驅動信號使功率管M1導通時，二極管由于反偏而截止，此時輸入電壓給電感充電，使得電感電流線性增加，電能以磁能的形式存儲于電感線圈中，負載Ro由濾波電容Co提供能量；當M1截止時，由于電感電流不能突變，它產(chǎn)生的感應電動勢阻止電流的減小，電感電勢變?yōu)樽筘摗⒂艺?，并使得二極管導通，電感在上一階段儲存的磁能通過二極管流入電容，并傳遞給負載。輸出電壓經(jīng)反饋電阻R1和R2分壓后輸入到誤差放大器的反相輸入端，誤差放大器正向輸入端接芯片內部產(chǎn)生的帶隙基準電壓Vref。

恒頻技術能夠減小電磁干擾問題并且使得變換器具有穩(wěn)定的性能，但是在輕載下會降低轉換效率，所以該系統(tǒng)中采用自適應導通時間控制方法，實現(xiàn)CCM下的恒頻和DCM下的變頻控制，從而使得變換器在CCM下的開關頻率恒定，不受輸入輸出電壓變化的影響，輕載下通過增大開關周期來降低由于頻繁的開關切換動作造成的轉換效率的降低。

在CCM模式下，忽略非理想?yún)?shù)的影響，開關周期Ts的表達式[13]為

(1)

其中TON表示開關導通時間。

傳統(tǒng)的恒定導通時間控制方式是保持開關的導通時間恒定，使得開關周期隨著輸入輸出電壓的變化而變化。為了實現(xiàn)恒頻控制，就要通過改變開關的導通時間來消除這些參數(shù)的影響。設計的自適應導通時間發(fā)生器原理示意如圖2所示。

圖2 自適應導通時間發(fā)生器原理示意

自適應導通時間發(fā)生器在原有COT導通時間發(fā)生器的基礎上，引入了一個輸入電壓前饋電路和輸出電壓反饋電路，使得導通時間隨著輸入輸出電壓的變化自適應變化。其中電流源為壓控電流源，受輸出電壓控制，其大小為kVo，k為壓控電流源的比例系數(shù)；電壓源為壓控電壓源，受輸出電壓和輸入電壓的共同控制，其大小為g(Vo-Vin)，g為壓控電壓源的比例系數(shù)。開關S受RS觸發(fā)器的負輸出端信號Q-的控制，當Q-為高電平時，S開關導通，電容C放電。

當反饋電壓VFB低于基準電壓Vref時，比較器輸出高電平信號，從而RS觸發(fā)器的輸出Q-為低電平，開關S關斷，壓控電流源給電容C充電；當電容兩端電壓Vc充電到壓控電壓源的電壓Vs時，比較器輸出R變?yōu)楦唠娖?，RS觸發(fā)器復位，此時Q-為高電平，開關S導通，對電容C放電，R恢復為低電平。該過程經(jīng)過外部反饋控制使得輸出電壓上升。當VFB再次低于基準電壓Vref時，開始下一個周期。開關導通時間由電容的充電時間即開關導通時間TON決定，其表達式[13]為

(2)

其中：Vs是壓控電壓源即比較器負輸入端的電壓；Is是壓控電流源的大小；C是導通定時器內使用電容的大小。聯(lián)立式(1)和式(2)可得

(3)

從式(3)可以看到，在該自適應導通定時器的控制下，開關周期只與定時器內部的電容大小、壓控電壓源比例系數(shù)k和壓控電流源的比例系數(shù)g有關，與輸入輸出電壓值無關，從而消除了輸入輸出電壓對開關頻率的影響。

2 穩(wěn)定性設計

在BOOST轉換器的啟動瞬間，由于此時輸出電壓很小，從而分壓VFB也小于Vref。啟動前一階段，比較器的輸出S一直為高電平，RS觸發(fā)器的負輸出端Q-恒為低電平，從而圖2中的S開關一直處于關斷狀態(tài)，電容C沒有放電通路，導致Vc一直處于高電平，從而比較器輸出R也恒為高電平。R和S同時為高電平使得功率管M1無法實現(xiàn)正常的開關操作，從而系統(tǒng)無法實現(xiàn)正常的啟動。

另外，在自適應導通時間控制方法中可能會存在不穩(wěn)定的情況。當外界條件突變或者負載電流突然增大時，可能會出現(xiàn)負載電流發(fā)生突增后的異常波形如圖3中所示。在功率管M1關斷瞬間，輸出電壓依然在額定輸出電壓之下，此時VFB小于Vref，導致RS觸發(fā)器的S輸入端一直為高電平，從而Q-端一直保持低電平，自適應導通定時器中的電容無法正常放電，導致Vc一直大于Vs，致使R輸入端也恒為高電平，從而強制圖1中的主功率管M1一直處于導通狀態(tài)，進而導致輸出電壓一直下降到輸入電壓附近，正常的升壓功能無法實現(xiàn)。

圖3 負載電流發(fā)生突增后出現(xiàn)的異常波形

針對啟動和系統(tǒng)工作過程可能存在的不穩(wěn)定現(xiàn)象，本文在原有的導通定時器的基礎上，再引入另一個開關S-，使得S、R相與后經(jīng)過延遲模塊產(chǎn)生的Voff信號控制開關S-的導通與關斷。延遲的時間設定為約0.1 μs，當R和S出現(xiàn)同時為高電平的情況時，經(jīng)過0.1 μs的延遲后，開關S-導通，電容經(jīng)過開關S-放電，Vc電壓下降，使得比較器輸出翻轉，R端輸出為0，從而使得功率管M1關斷，系統(tǒng)恢復正常的工作狀態(tài)。設計的自適應導通時間發(fā)生器的改進電路結構示意如圖4所示。

圖4 自適應導通時間發(fā)生器的改進電路結構示意

3 仿真結果

3.1 系統(tǒng)級仿真

為了方便驗證本文方法的可行性，首先利用Simulink對系統(tǒng)進行建模仿真。Simulink電路搭建簡單，仿真速度快，可以方便地驗證整個環(huán)路地可行性。實驗相關仿真參數(shù)設定如表1所示。

表1 相關仿真參數(shù)設定

在系統(tǒng)的正常工作情況下，當S為低電平、R為高電平時，RS觸發(fā)器復位，Q-為高電平，使得電容C放電，此時的S-開關不會對電路的工作產(chǎn)生任何影響；而當電路進入異常的工作狀態(tài)時，負載電流跳變時RS觸發(fā)器的相關波形及輸出電壓仿真結果如圖5所示。

輸出電壓一直小于參考電壓Vref，導致此時的S恒為高電平，開關S無法對電容C進行放電，R也為高電平；所以此時S-開關發(fā)揮作用，經(jīng)過0.1 μs的延遲后，S-開關導通，對電容進行放電，R翻轉為低電平，功率管M1導通，電路恢復正常。由圖5(b)的仿真結果可以看出，經(jīng)過優(yōu)化后的輸出電壓在負載電流突然增大后先減小后穩(wěn)定到額定的輸出電壓，恢復時間約為10 μs。

圖5 負載電流跳變時RS觸發(fā)器的相關波形及 輸出電壓仿真結果

在恢復期間，由于每次功率管的關斷時間只有0.1 μs，遠小于導通時間，所以負載電容的能量在減小，導致輸出電壓仍然有所下降，但是此時的電感電流一直再增大。出現(xiàn)擾動時電感電流與輸出電壓的仿真結果如圖6所示。

圖6 出現(xiàn)擾動時電感電流與輸出電壓的仿真結果

由于輸出電壓的紋波主要包括電容紋波和其等效串聯(lián)電阻(equivalent series resistance, ESR)的紋波，雖然電容上的紋波在減小，但是隨著電感電流的增大，其ESR上的紋波越來越大，當二者之和超過閾值電壓后，功率管一直關斷，致使負載電容的能量得到恢復，從而電路完全恢復到正常的開關狀態(tài)，電容電壓紋波與其等效串聯(lián)電阻紋波相關仿真波形如圖7所示。

圖7 電容電壓紋波與其等效串聯(lián)電阻紋波

3.2 電路級仿真

為了進一步驗證電路的性能，利用Cadence軟件分別對轉換器的啟動過程和負載電流的跳變過程進行電路級仿真。

要想實現(xiàn)升壓功能，需要功率管M1的周期性的開啟與關斷。轉換器啟動時信號的仿真波形如圖8所示。

可以看出，在轉換器的開啟階段，由于VFB始終小于Vref，所以RS觸發(fā)器的S端一直保持高電平。電路剛啟動時，功率管M1的柵控信號N為高電平，電感開始儲能，要想使得輸出電壓進一步上升，就需要M1關斷一段時間，在此階段實現(xiàn)電容的充電。啟動階段的M1的關斷時間就是所設計的RS相以后的延遲時間Tdelay。

每個周期電感的預先儲能是實現(xiàn)升壓的關鍵，一方面，M1的關斷時間不能過長，要留有足夠的時間給電感儲能；另一方面，M1的關斷時間又不能過小，避免輸出電壓升高太慢，影響轉換器的轉換速度。根據(jù)理論分析與仿真結果，選取延遲時間Tdelay為0.1 μs～0.2 μs，在該時間范圍內，既能夠實現(xiàn)轉換器的正常開啟，又不會影響轉換器的穩(wěn)定升壓功能。

為了驗證電路的瞬態(tài)響應，對負載跳變時輸出電壓和電感電流進行仿真，負載電流跳變時輸出電壓與電感電流的仿真結果如圖9所示。

圖9 負載電流跳變時輸出電壓與 電感電流的仿真結果

可以看出，負載電流從0.33 A跳變到0.66 A，在跳變點時的輸出電壓為4.98 V，小于額定的輸出電壓5 V，此時，轉換器能夠在8 μs內恢復到正常的工作狀態(tài)，瞬態(tài)響應速度較快。

4 結語

針對BOOST轉換器在啟動階段和負載電流發(fā)生跳變時可能出現(xiàn)的異常工作情況，為了提升BOOST轉換器的抗干擾能力，提出了一種優(yōu)化方法。通過在傳統(tǒng)的自適應導通時間發(fā)生器的結構的基礎上增加了一個由置位/復位信號共同控制的開關，使得當轉換器啟動或者負載電流發(fā)生跳變時，增加了一個電容放電通路，不需要引入復雜的電路結構，就能使得BOOST轉換器正常開啟，從而避免環(huán)路無法實現(xiàn)正常的升壓功能，并且提高了轉換器在負載電流發(fā)生突增時的穩(wěn)定性?；赟imulink和Cadence分別進行了系統(tǒng)級仿真和電路級仿真，仿真結果驗證了所設計電路的性能。