曹喜生，薛 晟，魏永武，王興貴，齊 剛

（1.大型電氣傳動系統(tǒng)與裝備技術(shù)國家重點實驗室，天水741020；2.蘭州理工大學(xué) 電氣工程與信息工程學(xué)院，蘭州730050）

自2002 年模塊化多電平換流器MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)被提出后[1]，憑借其模塊化高、易拓展和輸出性能好等特點，廣泛應(yīng)用于高壓直流輸電[2]、電能綜合治理補償裝置[3]、蓄電池儲能[4]、光伏并網(wǎng)發(fā)電[5]等領(lǐng)域。 2009 年，文獻(xiàn)[6]首次將MMC 應(yīng)用于交流傳動領(lǐng)域，在運行特性、輸出電壓諧波等方面與現(xiàn)有的多電平變流器進(jìn)行了比較；文獻(xiàn)[7]將MMC 應(yīng)用于風(fēng)機、泵類負(fù)載，研究不同頻率下MMC 的輸出穩(wěn)定性；文獻(xiàn)[8]研究了恒轉(zhuǎn)矩負(fù)載條件下MMC 控制電機的調(diào)速性能；文獻(xiàn)[9]針對變流器難以運行于低頻狀態(tài)的問題， 就MMC 在傳動系統(tǒng)應(yīng)用中的低頻控制策略進(jìn)行了詳細(xì)分析。

將MMC 應(yīng)用于傳動領(lǐng)域具有諸多優(yōu)勢： 由相同功率單元級聯(lián)而成的MMC 具有高度模塊化的結(jié)構(gòu)特征，易于系統(tǒng)擴容，使得傳動系統(tǒng)中變流器的容量設(shè)計更加靈活；具有公共直流母線，不需要多繞組移相變壓器；可以通過配置冗余子模塊大幅提高系統(tǒng)的可靠性，其平均無故障時間比不配置冗余時提高約80%[10]；可以組成背靠背系統(tǒng)，實現(xiàn)能量的雙向流動。

但MMC 交流傳動系統(tǒng)在電機低頻運行時子模塊電容電壓波動較大，影響系統(tǒng)穩(wěn)定運行[11]。要實現(xiàn)低頻運行條件下對電容電壓波動抑制，首先要對電容電壓進(jìn)行高精度跟蹤檢測。 因而應(yīng)用于交流傳動領(lǐng)域的MMC，對子模塊電容電壓檢測精度和快速性的需求高于工作在工頻模式下的MMC。 此外，MMC啟動過程中的子模塊電容電壓預(yù)充電控制，也需要對其電容電壓進(jìn)行精確檢測。 故在此設(shè)計了一套適用于交流傳動的MMC 子模塊電容電壓檢測系統(tǒng)。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

基于MMC 的交流傳動系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。 整個系統(tǒng)包括直流電源、MMC 和三相電機。MMC 每相由上下2 個橋臂和交流電感L 串聯(lián)組成， 每個橋臂由N 個功率子模塊SM（sub-modules）串聯(lián)構(gòu)成，SM 由2 個IGBT 和相應(yīng)的反向并聯(lián)二極管以及1 個電容器并聯(lián)而成。 通過控制各SM 的開關(guān)函數(shù)可實現(xiàn)MMC 的輸出電壓控制。

圖1 交流傳動MMC 基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Basic topology for AC drive MMC

為實現(xiàn)系統(tǒng)四象限運行，通常采用圖2 所示的背靠背MMC 交流傳動系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。 其中，MMC1工作在整流狀態(tài)， 為系統(tǒng)提供直流電源Udc；MMC2工作在逆變狀態(tài)，實現(xiàn)交流電機的變頻調(diào)速。 通過控制2 臺MMC 的運行狀態(tài)可實現(xiàn)傳動系統(tǒng)的四象限運行。 系統(tǒng)運行時需要對MMC 子模塊電容進(jìn)行預(yù)充電，且低頻運行條件下需采用電壓排序算法實現(xiàn)子模塊電容均壓。 而實現(xiàn)精準(zhǔn)、快速的子模塊電容電壓檢測是MMC 預(yù)充電控制及電容均壓的前提。

圖2 用于交流傳動的背靠背MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Back-to-back MMC topological structure for AC transmission

2 系統(tǒng)設(shè)計

該系統(tǒng)中以每相橋臂5 個子模塊的MMC 為研究對象，三相6 橋臂共30 個子模塊。 檢測系統(tǒng)的硬件電路總體結(jié)構(gòu)框圖如圖3 所示。

圖3 子模塊電容電壓檢測結(jié)構(gòu)Fig.3 SM capacitor voltage detection structure

MMC 子模塊電容電壓幅值經(jīng)電壓采樣傳感器、放大電路和濾波電路傳送至檢測系統(tǒng)中的A/D 芯片，經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換后傳送至主控制器。 系統(tǒng)A/D 芯片采用MAX11131 型12 位、1.5 MHz 全線性帶 寬、16通道單端輸入、高速、低功耗、串行輸出逐次逼近型模/數(shù)轉(zhuǎn)換器。 選用2 片MAX1131 即可實現(xiàn)MMC中30 個子模塊電容電壓的檢測。

2.1 電壓采樣電路

MMC 運行中，電容電壓的檢測精度及速度直接影響到系統(tǒng)均壓控制效果。 為實現(xiàn)MMC 子模塊電容電壓的精確、快速測量，電壓傳感器需具備實現(xiàn)MMC 子模塊與控制電路的強弱電隔離；工作頻率范圍要寬；線性度高；穩(wěn)定性好；等條件。

對比不同類型的電壓傳感器，考慮檢測精度及成本，選用HCNR201 高線性度模擬光電耦合器作為本系統(tǒng)的電壓傳感器。 其具有穩(wěn)定性好、線性度高、頻帶寬、成本低等特點。 采樣電路原理如圖4所示。

圖4 子模塊電容電壓采樣原理Fig.4 SM capacitor voltage sampling schematic

2.2 信號調(diào)理電路

A/D 芯片工作電壓為3.3 V，A/D 參考電壓為3.3 V，則采樣電壓輸入范圍為0～3.3 V。 為保證傳感器輸出電壓信號可以輸入A/D 芯片， 需要通過U2組成的放大電路對采樣信號進(jìn)行轉(zhuǎn)換。 為增強系統(tǒng)集成度，U2選用四運算放大器LM324。 通過R2，C1和R9，C2所構(gòu)成的濾波電路來消除信號中高頻噪聲干擾。 同時，為防止子模塊電容電壓信號的瞬態(tài)噪聲對A/D 芯片造成損壞，在A/D 輸入端對地連接3.3 V穩(wěn)壓二極管D1。 信號調(diào)理電路如圖5 所示，A/D 轉(zhuǎn)換電路如圖6 所示。

2.3 系統(tǒng)通信

圖5 電壓信號調(diào)理電路Fig.5 Voltage signal conditioning circuit

圖6 A/D 轉(zhuǎn)換電路Fig.6 A/D conversion circuit

MAX11131 的48 MHz，3 線串行接口可直接連接控制器的串行外設(shè)接口SPI（serial peripheral interface），而不需要外部邏輯轉(zhuǎn)換。因此，采用SPI 主/從模式實現(xiàn)DSP 與2 片MAX11131 的通信，且通信速率可滿足采樣及控制需求。DSP 作為主SPI 器件，MAX11131 作為從SPI 器件，CS1 與CS2 為對應(yīng)A/D的片選信號，時鐘SCLK 由DSP 系統(tǒng)時鐘分頻產(chǎn)生。系統(tǒng)的通信連接如圖7 所示。

圖7 系統(tǒng)的通信連接Fig.7 System communication wiring

2.4 電源模塊

電源模塊給整個控制器提供工作電壓，確保控制器正常工作。 系統(tǒng)供電所需電壓等級較多，采用多種電壓轉(zhuǎn)換芯片輸出，電源模塊輸入為+24 V。 輸出依次為子模塊電容電壓采樣電路工作電壓+15 V，信號調(diào)理電路運算放大器工作電壓±15 V，主控制器工作電壓+5 V，AD 芯片輸入?yún)⒖茧妷?3.3 V。

3 軟件設(shè)計

MAX11131 芯片與主控制器TMS320F28335 采用SPI 通信，考慮到編寫程序的可讀性、簡潔性，采用C 語言編寫程序。 在系統(tǒng)中，A/D 芯片的輸入信號為15 路單端電壓信號，MAX11131 電壓采樣編程流程如圖8 所示。

圖8 MAX11131 編程流程Fig.8 MAX11131 programming flow chart

首先對MAX11131 進(jìn)行初始化設(shè)置，根據(jù)采樣通道數(shù)目、信號極性、掃描方式等確定A/D 芯片控制寄存器的初始值。 電壓采樣輸入信號為15 路單端電壓信號，通道數(shù)選為15，采用外部時鐘工作模式，掃描模式采用手動工作模式。 寄存器設(shè)置見表1。

表1 A/D 芯片寄存器值Tab.1 A/D chip register value

完成A/D 初始化設(shè)置后， 主控制器SPI 總線DOUT 輸出設(shè)定值， 作為A/D 芯片SPI 總線DIN 的輸入。A/D 芯片根據(jù)設(shè)定值進(jìn)行采樣，從DOUT 輸出各通道的電壓值。 DSP 以數(shù)組的形式存儲各通道輸出電壓值，并以橋臂為單位對各電壓信號分組。 系統(tǒng)啟動時，結(jié)合系統(tǒng)預(yù)充電控制算法，控制各子模塊電容電壓達(dá)到額定值。 在低頻運行條件下，通過對所采集各橋臂子模塊電容電壓進(jìn)行排序，結(jié)合子模塊電容均壓算法實現(xiàn)低頻運行條件下的子模塊電容電壓波動抑制。

4 試驗驗證

以上述電路為核心設(shè)計MMC 子模塊電容電壓采樣電路，采集系統(tǒng)3 相6 橋臂共30 個子模塊的電容電壓值。 所設(shè)計主控制器及子模塊實物如圖9 所示。采樣電路中，R1選15 kΩ 高精度功率電阻，R2取150 kΩ。 子模塊電容電壓U2從151.4 V 至210.2 V變化時，采樣電路的輸出電壓U1見表2。

圖9 控制器及子模塊實物照片F(xiàn)ig.9 Physical photos of controllers and sub-modules

表2 電容電壓變化時光耦輸出電壓Tab.2 Output voltage of optocoupler when capacitor voltage changes

以表2 的數(shù)據(jù)對采樣電路兩端電壓進(jìn)行線性擬合，所得U1與U2的函數(shù)關(guān)系如圖10 所示。

圖10 U1 與U2 的函數(shù)關(guān)系Fig.10 Function relation between U1 ＆ U2

圖11 為A/D 芯片UT1 的SPI 總線中各端口的信號波形。 其中，信號1 為時鐘信號SCLK；信號2為UT1 的片選信號CS1； 信號3 為AD 芯片控制字信號DIN； 信號4 為各通道AD 轉(zhuǎn)換結(jié)果串行輸出信號DOUT。

圖11 SPI 傳輸信號Fig.11 SPI transmission signal

圖中的輸出信號為此次測量通道的電壓信號，當(dāng)前讀取結(jié)果為0b0001010100101011。 其中，前4位為通道地址0001 即通道AIN1； 后12 位為電壓值，轉(zhuǎn)換為十進(jìn)制結(jié)果為data=1323。 A/D 芯片輸入?yún)⒖茧妷篤REF=3.3 V，則當(dāng)前AIN1 端口輸入電壓為（data/4096）VREF=1.066 V。信號調(diào)理電路放大倍數(shù)為0.2，則采樣電路輸出電壓為5.33 V，由圖10 線性擬合方程得當(dāng)前子模塊電容電壓為157.8 V。

5 結(jié)語

設(shè)計了基于TMS320F28335 的交流傳動用MMC 電容電壓檢測系統(tǒng)。 選用MAX11131 型A/D芯片實現(xiàn)采樣信號的模數(shù)轉(zhuǎn)換， 通過SPI 總線控制2 片A/D 實現(xiàn)各橋臂子模塊電容電壓數(shù)據(jù)的采集。試驗結(jié)果表明，該系統(tǒng)可以實現(xiàn)各橋臂子模塊電容電壓的精確、快速測量。