于騰飛，任尚坤，張 丹

(南昌航空大學(xué)無損檢測技術(shù)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，江西 南昌 330063)

0 引言

與傳統(tǒng)的壓電超聲檢測技術(shù)相比，電磁超聲檢測技術(shù)具有結(jié)構(gòu)簡單、易于使用、非直接接觸、環(huán)境適應(yīng)性強(qiáng)的特點(diǎn)[1-3]。但是由于其能量轉(zhuǎn)換效率較低，低電壓下很難由脈沖激勵(lì)產(chǎn)生超聲波，需要高壓、高頻的激勵(lì)脈沖才能得到用于檢測的超聲波[4-5]。由于被檢測材料的特性不同，激勵(lì)系統(tǒng)的輸入?yún)?shù)不盡相同。因此，需要開發(fā)一種能夠應(yīng)用在多數(shù)材料檢測中的激勵(lì)系統(tǒng)。

目前，國內(nèi)外已有研制成功的電磁超聲脈沖激勵(lì)系統(tǒng)，如Innerspec科技生產(chǎn)的高頻脈沖發(fā)生器，在100 kHz～6 MHz頻率范圍內(nèi)對50 Ω的負(fù)載有8 kW的功率輸出，在25 A電流峰值下有著最大1 200 V的電壓峰峰值。北京化工大學(xué)的李爽等采用了復(fù)雜可編程邏輯器件 (complex programmable logic device,CPLD)和EPM1270芯片，設(shè)計(jì)了一種激勵(lì)頻率為500 kHz、可輸出電流峰值約為3 A的激勵(lì)系統(tǒng)[6]。遼寧科技大學(xué)的姜海君等設(shè)計(jì)了一種采用函數(shù)發(fā)生器驅(qū)動三極管和金屬氧化物半導(dǎo)體(metal oxide semiconductor,MOS)管的激勵(lì)系統(tǒng)[7]。但該系統(tǒng)結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，實(shí)用性不高。

為使電磁超聲技術(shù)達(dá)到更好的檢測效果，本文選用MOS管組成全橋電路，通過在現(xiàn)場可編程門陣列(field programmable gate array，F(xiàn)PGA)芯片中產(chǎn)生若干個(gè)脈沖激勵(lì)信號，完成直流到交流的變換以及功率的放大，實(shí)現(xiàn)換能線圈中能量轉(zhuǎn)換產(chǎn)生超聲波。輸出脈沖的頻率范圍是300 kHz～5 MHz。

1 激勵(lì)系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)

激勵(lì)系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)如圖1所示。被檢材料的特性決定了激勵(lì)脈沖的頻率以及脈沖個(gè)數(shù)，這可以通過預(yù)先設(shè)定FPGA控制電路的參數(shù)來實(shí)現(xiàn)?？刂齐娐犯鶕?jù)設(shè)定的參數(shù)產(chǎn)生一定個(gè)數(shù)的脈沖信號，在光耦隔離后，經(jīng)驅(qū)動電路提高驅(qū)動能力控制全橋逆變電路中相應(yīng)開關(guān)管的開啟與關(guān)斷，將直流高壓發(fā)生電路產(chǎn)生的高壓轉(zhuǎn)換成可以驅(qū)動換能線圈的高頻脈沖。全橋逆變電路輸出的激勵(lì)脈沖信號會在反饋調(diào)節(jié)電路的監(jiān)控下實(shí)時(shí)反饋，并使整個(gè)系統(tǒng)得到控制調(diào)節(jié)。

圖1 激勵(lì)系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)圖

2 硬件電路設(shè)計(jì)

2.1 直流高壓發(fā)生電路

電磁超聲的換能效率較低，因此需要提高供電電壓才能夠激發(fā)出超聲波。國內(nèi)外已有的激勵(lì)系統(tǒng)使用的電壓都是幾百伏及上千伏，從安全角度和經(jīng)濟(jì)方面考慮，本設(shè)計(jì)高壓模塊輸出電壓為280 V左右，能夠滿足中小功率電磁超聲換能線圈的換能需求。

設(shè)計(jì)中采用了整流橋的方式，直接將220 V交流電轉(zhuǎn)換成需要的直流電壓。直流高壓發(fā)生電路如圖2所示。在設(shè)計(jì)中，DP-1和DP-2分別是雙向、單向二極管。這是一種新型高效的電路保護(hù)器件，具有極快的響應(yīng)時(shí)間和相當(dāng)高的浪涌吸收能力。設(shè)計(jì)中采用的整流橋是GBJ3506-BP，耐壓值600 V；濾波電容CP-01選用耐壓值450 V、容值470 μF的電解電容。同時(shí)，使用了去高頻干擾電容CP-02。高頻干擾既有電網(wǎng)的干擾又有電源的干擾，只需使用2 μF左右的無極性電容即可濾除高頻干擾。

圖2 直流高壓發(fā)生電路

2.2 FPGA控制電路

本設(shè)計(jì)采用了Altera公司的Cyclone IV E系列的EP4CE6E22C8可編程器件。該FPGA芯片功能強(qiáng)大、I/O端口資源豐富，可以實(shí)現(xiàn)多路輸出。Cyclone IV E芯片有四個(gè)通用鎖相回路(phase locked loop，PLL)，對芯片時(shí)鐘管理、外部系統(tǒng)時(shí)鐘管理以及高速I/O接口，提供了可靠的[8]激勵(lì)信號控制電路，如圖3所示。

圖3 激勵(lì)信號控制電路

本設(shè)計(jì)采用輸入時(shí)鐘為50 MHz的有源晶振提供系統(tǒng)時(shí)鐘信號。在模塊的作用下，PLL將系統(tǒng)時(shí)鐘信號轉(zhuǎn)換成更加穩(wěn)定且可以控制占空比、相位差的兩路互補(bǔ)信號。PLL模塊不是一直輸出的，而是在計(jì)時(shí)控制模塊的控制下每隔一定時(shí)間輸出設(shè)定個(gè)數(shù)的時(shí)鐘脈沖信號。這兩路信號在空閑狀態(tài)時(shí)均處于低電平，激勵(lì)系統(tǒng)不會產(chǎn)生激勵(lì)脈沖。相鄰兩組脈沖的間隔時(shí)間可以根據(jù)實(shí)際檢測的要求進(jìn)行調(diào)節(jié)，一般以1 s為宜。

2.3 光耦隔離和驅(qū)動電路

脈沖發(fā)生系統(tǒng)在工作時(shí)，會對前端控制信號產(chǎn)生干擾，引起控制信號不穩(wěn)定，可能產(chǎn)生錯(cuò)誤輸出導(dǎo)致后端電路無法正常工作[9]，因此，高頻脈沖激勵(lì)系統(tǒng)與FPGA控制電路之間需要電氣隔離。故在FPGA控制電路后，添加光耦芯片進(jìn)行隔離。光耦芯片選擇的是TLP2348。它是一種超高速光耦，傳輸速度可達(dá)10 Mbit/s，輸出電流50 mA。但這遠(yuǎn)遠(yuǎn)達(dá)不到驅(qū)動MOS管工作的要求，所以需要增加額外的驅(qū)動芯片使其正常工作。本設(shè)計(jì)采用了一款MOS管專用驅(qū)動芯片UCC27321。它是TI公司推出的一種新的MOSFET驅(qū)動芯片，能輸出9 A的峰值電流，并快速驅(qū)動MOSFET開關(guān)管，在10 nF的負(fù)載下，其上升時(shí)間和下降時(shí)間的典型值僅為20 ns，工作電源為4～15 V。

FPGA控制電路產(chǎn)生預(yù)先設(shè)定個(gè)數(shù)的脈沖信號，經(jīng)過光電耦合器后生成的信號與控制電路隔離，不會對前端控制電路產(chǎn)生影響。信號通過驅(qū)動芯片，產(chǎn)生可以驅(qū)動MOS管的脈沖信號。光耦隔離和驅(qū)動電路如圖4所示。

圖4 光耦隔離和驅(qū)動電路

2.4 全橋逆變電路

常規(guī)功率放大電路大都使用功放芯片、D類功率放大器以及半橋逆變電路。但這些功率放大電路具有輸出功率低、效率低、開關(guān)損耗大的缺點(diǎn)。與之相比，本設(shè)計(jì)采用的全橋逆變電路可以很好地解決以上問題。設(shè)計(jì)使用的是威世公司生產(chǎn)的N型MOS管SIHP23N60E-GE3。它的最大漏源電壓VDS為650 V，持續(xù)漏電流為23 A，最大脈沖漏電流為63 A，開啟電壓為2～4 V，正向?qū)娮铻?.158 Ω，導(dǎo)通時(shí)間為22 ns，關(guān)斷時(shí)間為34 ns，適合作為中小功率脈沖發(fā)生器的開關(guān)管。

全橋逆變電路如圖5所示。

圖5 全橋逆變電路

由于開關(guān)管的工作頻率很高，其導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間非常短，因此在開關(guān)管上可能會產(chǎn)生過壓、過流現(xiàn)象，導(dǎo)致開關(guān)管無法正常工作甚至損壞。為此，在功率回路上采用了緩沖吸收電路。它是用來吸收開關(guān)管關(guān)斷浪涌電壓和續(xù)流二極管反向恢復(fù)浪涌電壓，在某些應(yīng)用中還可以減少開關(guān)管的損耗。其中，元件的選擇應(yīng)能夠滿足吸收緩沖的要求，電容應(yīng)該選擇無感電容器。電容值為：

(1)

式中：ID為最大漏極電流；Irv為最大漏記電壓上升時(shí)間；tfi為最大漏極電流下降時(shí)間；VDS為最大漏極與源極電壓。

需注意的是，電容C要足夠大，使得開關(guān)管電壓上升速度足夠緩慢，以保證開關(guān)管不受沖擊；而由于電容C的損耗，其值不能取得太大。電阻R沒有特別的要求，R越小，C放電速度越快，只需保證電容C在下次開關(guān)管關(guān)斷時(shí)放完電荷就可以了。因?yàn)槲站彌_電路是在短路時(shí)工作，且放電電壓是按指數(shù)規(guī)律下降的，故該電阻應(yīng)選用較大功率的無感電阻器。電阻R為：

(2)

式中：ton為開關(guān)管的最小導(dǎo)通時(shí)間；C為吸收緩沖電路中的電容值。

穩(wěn)壓保護(hù)電路是防止系統(tǒng)帶感性負(fù)載時(shí)，開關(guān)管在高速開關(guān)時(shí)導(dǎo)致驅(qū)動芯片引腳出現(xiàn)負(fù)電壓，使負(fù)載電流流經(jīng)驅(qū)動芯片，引起驅(qū)動芯片的損壞。設(shè)計(jì)中M1器件采用了穩(wěn)壓二極管D6防止反向電壓過大，導(dǎo)致前端芯片過壓損壞；電阻R107則是提供電荷泄放通道，同時(shí)防止靜電損壞開關(guān)管，其他MOS管以此類推?？旎謴?fù)二極管的反向恢復(fù)時(shí)間短(一般在幾百納秒時(shí)間范圍內(nèi))，具有正向?qū)娏鞔?、反向峰值電壓高的特點(diǎn)，這能夠保證對開關(guān)管中產(chǎn)生的突波進(jìn)行有效的吸收。

與激勵(lì)系統(tǒng)內(nèi)的阻抗相比，換能線圈的阻抗非常小，若不進(jìn)行阻抗匹配很難使輸出電壓峰峰值達(dá)到最大，這將會使換能線圈的效率極低[10]。為此，使用了從線圈和渦流場相互耦合作用方面進(jìn)行阻抗匹配的方法[11]。為了靈活控制處于活躍狀態(tài)線圈的阻抗值，設(shè)計(jì)了由單層完全相同的線圈組成的堆積線圈。這種堆積線圈模型所產(chǎn)生的渦流場的阻抗是不變的，但線圈的阻抗可由所選定的線圈的層數(shù)加以控制。

2.5 反饋調(diào)節(jié)電路

為了防止全橋逆變電路中的電壓和電流過大而影響系統(tǒng)安全，設(shè)計(jì)了反饋調(diào)節(jié)電路實(shí)時(shí)監(jiān)測系統(tǒng)中的電壓等參數(shù)，使用負(fù)反饋的方式來保證輸出信號的參數(shù)穩(wěn)定在設(shè)定的范圍內(nèi)。

3 試驗(yàn)結(jié)果

由以上硬件電路組裝脈沖激勵(lì)系統(tǒng)。其中，控制系統(tǒng)電路由FPGA的最小系統(tǒng)及其外圍電路組成。對此脈沖激勵(lì)系統(tǒng)進(jìn)行測試，F(xiàn)PGA芯片設(shè)定的參數(shù)為激勵(lì)頻率500 kHz，脈沖個(gè)數(shù)為8個(gè)。從示波器上可以看到，激勵(lì)系統(tǒng)可以輸出8個(gè)接近方波的脈沖信號，其最大輸出有效電壓Vout約為260 V。激勵(lì)系統(tǒng)輸出脈沖信號如圖6所示。

圖6 激勵(lì)系統(tǒng)輸出脈沖信號

從圖6可以看出，該系統(tǒng)能夠按照設(shè)定參數(shù)輸出符合要求的近似脈沖方波信號，達(dá)到激勵(lì)換能器工作的要求。但由于緩沖吸收電路沒有達(dá)到最佳狀態(tài)，故圖6中仍存在尖峰現(xiàn)象。下一步需要根據(jù)試驗(yàn)與計(jì)算設(shè)計(jì)出更加實(shí)用的緩沖吸收電路，使脈沖波形更加接近理想方波信號，保證換能器激發(fā)出實(shí)用的超聲波。

4 結(jié)束語

為了使電磁超聲檢測技術(shù)在實(shí)際中得到更好的應(yīng)用，設(shè)計(jì)了基于FPGA的電磁超聲脈沖激勵(lì)系統(tǒng)。在設(shè)計(jì)中，采用了全橋逆變電路實(shí)現(xiàn)從直流到交流的變換，同時(shí)輸出高頻脈沖信號；為了防止后端大電壓電路對前端控制系統(tǒng)的影響，進(jìn)而使整個(gè)系統(tǒng)出現(xiàn)不可預(yù)測的情況，采用了超高速光耦對前后端電路進(jìn)行隔離；為了滿足驅(qū)動MOS管的要求，采用了一款新型的專用驅(qū)動芯片驅(qū)動MOS管工作。系統(tǒng)可以根據(jù)檢測對象的不同設(shè)定不同的輸入?yún)?shù)，從而輸出滿足要求的高頻激勵(lì)脈沖，為進(jìn)一步開發(fā)電磁超聲檢測儀器奠定了基礎(chǔ)。