王中鋒，袁家德

(1.福州大學 物理與信息工程學院，福建 福州 350108；2.福建星海通信科技有限公司，福建 福州 350008)

0 引言

可調(diào)濾波器就是指頻率可調(diào)節(jié)變化的一種濾波器，它們一般單路工作[1-2]。多工濾波器也稱抗干擾多路耦合器，簡稱多工器，能同時收/發(fā)多路特定頻率的信號，而衰減其他頻率的干擾，保障N部收/發(fā)信機共址同時通信，使N部天線減為1部，改善了通信系統(tǒng)的電磁兼容性、抗干擾能力和信噪比。其具有頻率可調(diào)、插損低、噪聲系數(shù)低、隔離度高、功率容量大、無源等特點，在無線基站、艦船、機場塔臺、指揮臺站、指揮車和無線電監(jiān)聽等場合有著廣泛需求[3-6]。

文獻[4]給出發(fā)射多路耦合器、接收多路耦合器、收發(fā)一體的多路耦合器的設計，但各通道頻段暫不支持0.20～0.43 GHz，且路數(shù)少，頻率不可調(diào)。文獻[5]采用螺旋諧振濾波器的折疊線型多路耦合器的方案來實現(xiàn)八路多路耦合器，文獻[6]采用的多頭線多工器方案實現(xiàn)的UHF 波段八工濾波器，兩者都完成了實物設計，但它們工作狀態(tài)單一，通頻帶頻率不可調(diào)，路數(shù)少。文獻[7]采用集總參數(shù)與分布參數(shù)相結(jié)合的半集總參數(shù)元件設計了一款工作于200～1 000 MHz的恒相對帶寬為18%的10通道耳蝸式多路耦合器，但其工作狀態(tài)單一，通頻帶頻率不可調(diào)，相比于腔體濾波器其功率容量偏小。文獻[8]分析了可調(diào)多路耦合器匹配網(wǎng)絡的設計難度，主要的難點有：通道頻點變化的范圍加大；各個通道工作頻點的組合多，需要匹配的帶寬不斷發(fā)生變化等并提出了“最壞最好原則”和“每個最好原則”的設計理念以及基于等反射圓和保角變換等思想設計寬帶匹配網(wǎng)絡的方法，但其可調(diào)多路耦合器僅有仿真數(shù)據(jù)，暫無實物和實測數(shù)據(jù)。文獻[9]設計了UHF頻段通帶相接的24工器，耦合網(wǎng)絡采用的是多頭線型的耦合結(jié)構(gòu)，每個通道濾波器之間都是通過一個T型接頭連接到一起的，每個濾波器的傳輸特性曲線交疊在-3 dB的位置，并設計了一個UHF頻段的傳輸性能很好的24通道的耳蝸式多工器，但其通頻帶頻率不可調(diào)，有仿真數(shù)據(jù)，暫無多工器所有通道的實測數(shù)據(jù)。文獻[10-11]實現(xiàn)的跳頻多路耦合器能自動調(diào)諧和快速匹配，但是路數(shù)少、功率容量小、插入損耗大，頻段暫不支持0.20～0.43 GHz。

正如文獻[6]提出的多工器的設計問題是微波工程中常遇到的問題，用帶通或帶阻濾波器把所需的頻率分開，乍看起來，好像困難不大，但實際上把幾個普通濾波器簡單連接在一起，由于濾波器間的相互作用，將使系統(tǒng)的性能變差，甚至不能工作。所以如何連接濾波器、如何適應性設計用于多工器的濾波器耦合結(jié)構(gòu)、如何設計各匹配枝節(jié)并實現(xiàn)多路通信總體的工程產(chǎn)品，是一個重要的問題。

本文創(chuàng)新性地在可調(diào)濾波器中利用容性輸出耦合結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了濾波器輸出阻抗的調(diào)整，進而實現(xiàn)了濾波器輸出端到耦合網(wǎng)絡匯接處的匹配枝節(jié)長度LNi的大幅增大，并采用折線結(jié)構(gòu)的耦合網(wǎng)絡與可調(diào)濾波器級聯(lián)，實現(xiàn)了12路可調(diào)多工器設計，實測結(jié)果本文方法設計的可調(diào)多工器在0.20～0.43 GHz具有較好的工作路數(shù)、插入損耗、通道間隔離度和頻率組合自由度。解決了傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)濾波器易相互干涉，空間擺放難，甚至可調(diào)多工器不可實現(xiàn)的問題。

1 多工器總體分析

可調(diào)多工器是一種重要的通信設備，在射頻方面主要由可調(diào)濾波器和耦合網(wǎng)絡組成，N個可調(diào)濾波器經(jīng)N段特定長度的傳輸線(即匹配枝節(jié))級聯(lián)到耦合網(wǎng)絡，耦合網(wǎng)絡是一種多端口微波網(wǎng)絡，它將多個濾波器與天線連接，并實現(xiàn)寬帶阻抗匹配?？烧{(diào)多工器組成如圖1所示。

圖1 可調(diào)多工器組成

與耦合網(wǎng)絡相關的研究設計，文獻[5-8，12-16]有比較系統(tǒng)的理論、方法和技術。折線型耦合網(wǎng)絡的應用給多工器設計提供了有效借鑒，本文采用文獻[15-16]所給出的耦合網(wǎng)絡方案。

傳統(tǒng)可調(diào)濾波器的輸出耦合結(jié)構(gòu)一般采用耦合環(huán)構(gòu)造[5-6，9，17-18]，屬感性耦合結(jié)構(gòu)，若采用N個這樣的濾波器來設計可調(diào)多工器(需求工作頻率0.20～0.43 GHz)，一方面由于0.20～0.43 GHz范圍的可調(diào)濾波器尺寸體積較大既定、不易減?。涣硪环矫?，由于可調(diào)濾波器輸出端到耦合網(wǎng)絡匯接處的匹配枝節(jié)長度LNi過小，兩方面原因共同造成多個濾波器空間上易相互干涉而布局困難，甚至根本不能同時連接到耦合網(wǎng)絡中，進而可調(diào)多工器不可實現(xiàn)。當N越大時，這種可調(diào)多工器越難以實現(xiàn)。這在多工器研制工程實踐中是最突出的問題之一。故而，雖有需求，但未檢索到市面上公開的N≥12的同類產(chǎn)品。

舉例分析：以N=12為例，假設采用傳統(tǒng)的感性輸出耦合結(jié)構(gòu)濾波器(該頻段尺寸數(shù)量級約：210 mm×190 mm×70 mm)來設計可調(diào)多工器，傳輸線介質(zhì)的相對介電常數(shù)(比如選用聚四氟乙烯相對介電常數(shù)2.03)一定時，理論上各匹配枝節(jié)長度LNi如表1所示，顯然偏短，經(jīng)布局評估，12個濾波器在空間上干涉嚴重，不能同時連接到耦合網(wǎng)絡，這時12路可調(diào)多工器實現(xiàn)不了。即使路數(shù)越少，多工器實現(xiàn)的可能性越高，但因LNi偏小，濾波器之間過于緊湊，從結(jié)構(gòu)布局、可生產(chǎn)性和維修性的角度上仍存在較大劣勢。

表1 感性輸出耦合結(jié)構(gòu)濾波器時的LNi

NiLNi/mm(1≤i≤N)1201149.21202156.11203108.11204133.51205141.71206128.8120774.2120873.1120972.2121071.6121170.9121270.2

考慮到本頻段可調(diào)濾波器小型化存在較大技術風險和需要較高成本，本文假定濾波器尺寸體積基本不做改動，而從匹配枝節(jié)的長度著手改進。

圖1所示的可調(diào)多工器工作時，各路通道間要有保護頻帶，各濾波器中心頻率設置時常用的一種規(guī)定是f2≤α*f1或f2≥f1/α，(α在0.95附近)，可調(diào)濾波器1工作在f1，能使得收/發(fā)信機1的信號以較低插入損耗的代價順利通過，即該信號處在濾波器通帶內(nèi)；其他可調(diào)濾波器分別工作在f2，...，fN，對收/發(fā)信機1的信號形成較強的反射式阻止作用，即該信號處在其他可調(diào)濾波器的阻帶，反射程度或阻止作用的大小直接關系到各路通道間的隔離度，在頻率間隔一定時，通道間的隔離度主要取決于可調(diào)濾波器的帶外抑制度。

對下面的典型情況進行研究：發(fā)信機1經(jīng)可調(diào)多工器在頻率f1下工作，此時可調(diào)多工器等效集總電路模型如圖2所示。在f1頻率下，圖中端面A處阻抗ZA，端面B處(耦合網(wǎng)絡匯接處偏濾波器一側(cè))阻抗ZB，端面C處阻抗ZC，端面D處阻抗ZD。一般地，源阻抗ZS=50 Ω，當ZA=ZS=50 Ω時，電路的傳輸效率最高為50%；又因ZL=50 Ω且ZA=Z2∥...∥ZN∥ZL，所以為了發(fā)射信號獲得最高的傳輸效率，理想情況要求Z2=…=ZN=∞，即在f1頻率下呈現(xiàn)開路。

圖2 可調(diào)多工器等效集總電路

圖2對應的分布式電路原型如圖3所示，由Z2=…=ZN=∞得，ZB=ZC=∞，即在f1頻率下，在端面B向濾波器看去為開路，端面C處同理，在史密斯圓圖看，處在開路點附近。

圖3 可調(diào)多工器分布式電路原型

2 感性輸出耦合結(jié)構(gòu)濾波器時的解決方法

傳統(tǒng)濾波器輸出耦合結(jié)構(gòu)為感性，端面B′處(可調(diào)濾波器輸出端)電抗XB′～頻率f關系曲線如圖4所示，f1頻率下ZB′處在史密斯圓圖上半圓周某點處。匹配枝節(jié)長度LN02即為端面B′到端面B(即可調(diào)濾波器輸出端到耦合網(wǎng)絡匯接處)的距離，在史密斯圓圖上體現(xiàn)為由ZB′點到開路點順時針走過的角度。

圖4 感性輸出耦合結(jié)構(gòu)的XB′～f曲線

圖5中以f1=225 MHz，f2=240 MHz為例，重新考慮了ZB′在史密斯圓圖中的位置，將其從上半圓周某個位置調(diào)整為定在下半圓周某個位置，對可調(diào)濾波器構(gòu)造一種容性輸出耦合結(jié)構(gòu)即可滿足該目標。圖5中以f2為中心頻率的濾波器，其輸出端口處，在f1頻率下的阻抗ZB′實測從0.69 Ω+j85.14 Ω(感性)調(diào)整為0.09 Ω-j2.90 Ω(容性)，此時由ZB’點到開路點順時針走過的角度大大增加，從而使LN02大幅度增加，可調(diào)多工器的可實現(xiàn)性大大提高。

傳統(tǒng)感性輸出耦合結(jié)構(gòu)的可調(diào)濾波器結(jié)構(gòu)模型如圖6所示。等效集總電路模型如圖7所示。

圖5 容性與感性輸出耦合結(jié)構(gòu)的ZB′～f對比

圖6 感性輸出耦合結(jié)構(gòu)的可調(diào)濾波器結(jié)構(gòu)

圖7 感性輸出耦合結(jié)構(gòu)的可調(diào)濾波器等效集總電路

3 容性輸出耦合結(jié)構(gòu)濾波器時的解決方法

3.1 具體實施方式和原理

改進后的濾波器耦合結(jié)構(gòu)為容性。以12路為例，這種可調(diào)多工器實物能夠?qū)崿F(xiàn)出來，框圖見圖1。

所采用的容性輸出耦合結(jié)構(gòu)的可調(diào)濾波器結(jié)構(gòu)模型如圖8所示，圓盤狀容性輸出耦合結(jié)構(gòu)的新型可調(diào)濾波器，將傳統(tǒng)可調(diào)濾波器由短路線構(gòu)成的感性耦合結(jié)構(gòu)改為由2個耦合盤組成的容性耦合結(jié)構(gòu)。如圖8中極A，采用了圓形輸出耦合盤，固定在連接桿上，整體固定在濾波器輸出端處；與極A平行正對，該分枝圓盤作為極B，與極A共同構(gòu)造了一種圓盤對圓盤的新型容性耦合輸出結(jié)構(gòu)。以這種容性輸出耦合結(jié)構(gòu)組成新型可調(diào)濾波器進行射頻或者微波能量的輸入輸出，不僅使可調(diào)濾波器的輸出阻抗得到適應性改進，附帶實現(xiàn)了隔直流功能。

該可調(diào)濾波器等效集總電路模型如圖9所示，運用了成熟的諧振耦合帶通濾波技術[5，8，12，17]，多個高Q值分布式并聯(lián)諧振電路、級間電磁耦合窗、輸入輸出耦合結(jié)構(gòu)進行恰當級聯(lián)，當主轉(zhuǎn)軸轉(zhuǎn)動，平行板形成的電容變化，諧振腔本征頻率變化，多個諧振腔的頻率能夠聯(lián)動，進而帶通濾波器的通頻帶聯(lián)系變化，實現(xiàn)頻率在一定范圍內(nèi)可調(diào)，在可調(diào)頻率下，優(yōu)化設置各種電磁耦合系數(shù)和分布結(jié)構(gòu)參數(shù)，使得通頻帶內(nèi)射頻信號以較小插損通過而阻帶頻段內(nèi)射頻信號被大幅反射，用其構(gòu)造的物理信道具有幅頻特性優(yōu)良、功率容量大等特點。

圖8 容性輸出耦合結(jié)構(gòu)的可調(diào)濾波器結(jié)構(gòu)

圖9 容性輸出耦合結(jié)構(gòu)的可調(diào)濾波器等效集總電路

3.2 實測結(jié)果和分析

容性輸出耦合結(jié)構(gòu)的可調(diào)濾波器實測幅頻響應曲線如圖10所示?？梢娫谡麄€可調(diào)范圍內(nèi)，通頻帶內(nèi)的插入損耗1 dB左右。

圖10 可調(diào)濾波器實測幅頻響應

容性輸出耦合結(jié)構(gòu)的可調(diào)濾波器輸出電抗XB′～頻率f關系曲線如圖11所示，相比于圖4的感性輸出耦合結(jié)構(gòu)的XB′～f曲線，可見曲線整體下移明顯，依據(jù)傳輸線理論及阻抗匹配理論[20]，認為這給匹配枝節(jié)電長度和物理長度的改進，創(chuàng)造了極為有利的條件。

圖11 容性輸出耦合結(jié)構(gòu)的XB′～f曲線

以N=12為例，采用該可調(diào)濾波器實現(xiàn)的12路可調(diào)多工器，濾波器輸出端到耦合網(wǎng)絡匯接處的匹配枝節(jié)長度LNi如表2所示，相比于表1，可見長度明顯加大。對耦合網(wǎng)絡進行仿真優(yōu)化[5，8，15，16]，再經(jīng)仿真模型到實物的試制，采用文獻[19]所述的測量校準面(SnP格式的子電路的端口位置)校正方法，對模型中的傳輸線電長度進行精確補償，使得模型轉(zhuǎn)為實物的工藝過程所引入的電長度誤差最小化，這樣對耦合網(wǎng)絡基本無需進一步調(diào)試。后續(xù)將濾波器與耦合網(wǎng)絡進行級聯(lián)，經(jīng)矢量網(wǎng)絡分析儀監(jiān)測整體的幅頻響應，并對濾波器調(diào)試構(gòu)件進行微調(diào)，最終該12路的可調(diào)多工器性能良好，通頻帶內(nèi)的插入損耗在1.5 dB左右，通道隔離度優(yōu)于50 dB。實測幅頻響應如圖12所示，由于各路通道的頻率可調(diào)，中心頻率組合繁多，本文暫且給出其中3種工作狀態(tài)的實測插入損耗。

圖12 12路可調(diào)多工器實測幅頻響應

工作狀態(tài)1的頻率(MHz)組合如下：

(225.000，236.050，247.650，259.800，272.575，285.950，300.000，314.725，330.200，346.400，363.425，381.275)；

工作狀態(tài)2的頻率(MHz)組合如下：

(236.050，247.650，259.800，272.575，285.950，300.000，314.725，330.200，346.400，363.425，381.275，400.000)；

工作狀態(tài)3的頻率(MHz)組合如下：

(230.525，241.850，253.725，266.200，279.250，292.975，307.375，322.475，338.300，354.925，372.350，390.650)。

表2 容性輸出耦合結(jié)構(gòu)濾波器時的LNi

NiLNi/mm(1≤i≤N)1201218.11202269.11203288.512042791205268.51206254.2NiLNi/mm(1≤i≤N)1207191.31208185.91209177.61210174.31211171.51212154.6

4 結(jié)束語

本文解決了原有技術問題(匯接點與濾波器之間匹配枝節(jié)長度過短，更多路數(shù)的可調(diào)多工器理論上難以實現(xiàn)或?qū)嵨镫y以實現(xiàn))，得出如下結(jié)論：

① 顯著改進了原有設計的缺陷：可調(diào)濾波器輸出端到耦合網(wǎng)絡匯接處的匹配枝節(jié)長度LNi大大增加，解決了傳統(tǒng)感性輸出耦合結(jié)構(gòu)下多個濾波器因空間干涉而布局困難、甚至可調(diào)多工器不可實現(xiàn)的問題，從根本上完善了設計；

② 因連接線加長，帶來更多濾波器可用空間，引入更多濾波器，進而大大拓展了可調(diào)多工器實際可實現(xiàn)的路數(shù)，能實現(xiàn)10路以上；

③ 容性耦合結(jié)構(gòu)截面均為圓形，易加工，易實現(xiàn)，電接觸優(yōu)良；

④ 適用頻段廣：雖然只給出了0.20～0.43 GHz范圍12路的實施案例，但有一定參考意義。理論上，在其他頻率范圍給出適當技術指標需求，當N較大時，也有一定可實現(xiàn)性。

本文著重從匹配枝節(jié)長度加大的角度改善可調(diào)多工器設計和可實現(xiàn)性，后續(xù)研究或改進可能有以下幾方面：容性輸出耦合結(jié)構(gòu)的測試性和環(huán)境適應性；濾波器小型化；多工器路數(shù)增加；濾波器和耦合網(wǎng)絡頻段拓展；耦合網(wǎng)絡模型建立及快速優(yōu)化技術；更低誤差的模型轉(zhuǎn)化實物的工藝；從維修性改進的角度對多工器內(nèi)部空間布局進行優(yōu)化；大功率適應性；高速跳頻適應性；無源互調(diào)性能提升等等。