蘇寧煥

(廈門科華恒盛股份有限公司,福建 廈門 361006)

0 引 言

UPS是改善用戶側(cè)電能質(zhì)量的重要設(shè)備[1]， 隨著用戶側(cè)電能質(zhì)量要求逐漸升高， UPS的應(yīng)用也越來(lái)越多.實(shí)際中， 由于單個(gè)UPS容量往往不能滿足需求， 經(jīng)常需要多個(gè)UPS并聯(lián).多個(gè)UPS并聯(lián)會(huì)導(dǎo)致變換器之間的循環(huán)電流[2-3]， 循環(huán)電流在空載或輕載條件下特別危險(xiǎn)， 因?yàn)橐粋€(gè)或幾個(gè)模塊可以吸收整流模式下的有功功率，這個(gè)電流會(huì)增加直流母線電壓， 這可能會(huì)導(dǎo)致直流母線電容器損壞或由于過(guò)載而導(dǎo)致停機(jī)[4-6].

針對(duì)UPS并聯(lián)，目前許多學(xué)者已經(jīng)開(kāi)展了相關(guān)工作[7-9]，已見(jiàn)的UPS并聯(lián)控制方法大致可分為三大類，即下垂控制[10-12]、有功無(wú)功功率控制[13-15]和瞬時(shí)平均電流控制[16-17].文獻(xiàn)[10]針對(duì)傳統(tǒng)下垂控制方法在并網(wǎng)情況下易受電網(wǎng)影響的實(shí)際情況，引入前饋控制消除電網(wǎng)電壓和頻率波動(dòng)對(duì)UPS并聯(lián)控制的影響；文獻(xiàn)[11]將虛擬阻抗引入下垂控制當(dāng)中，并對(duì)傳統(tǒng)虛擬阻抗方法提出色適應(yīng)修正，提升了系統(tǒng)的均流特性和穩(wěn)定性；文獻(xiàn)[12]引入動(dòng)態(tài)虛擬阻抗，該虛擬阻抗隨負(fù)載電壓和電流的變化而變化，改善了系統(tǒng)控制精度.文獻(xiàn)[15]將平均功率控制和下垂控制相結(jié)合，并引入諧波含量作為下垂控制的關(guān)鍵變量，克服了電壓、電流的測(cè)量敏感性.

在UPS并聯(lián)控制策略中，數(shù)據(jù)傳輸?shù)耐?、可靠是控制的前提，常用的模擬信號(hào)傳輸方式易受干擾，且可能由于器件參數(shù)差異導(dǎo)致同步性較差，為了克服這一問(wèn)題，同時(shí)盡量兼顧已有方法的特點(diǎn)，本文給出一種基于CAN總線的模塊化UPS并聯(lián)控制策略，應(yīng)用虛擬多回路輸出阻抗下垂控制，并采用CAN總線通信實(shí)現(xiàn)各并聯(lián)UPS模塊間的同步和均流控制.該方法在并聯(lián)連接UPS逆變器的情況下，能感應(yīng)并平均提供給交流總線上的有功和無(wú)功功率，得到相應(yīng)的信號(hào)，在通信中采用CAN總線通信，大大提高了系統(tǒng)控制的速度和可靠性.

圖 1 2個(gè)UPS并聯(lián)等效電路Fig 1.Equivalent circuits of two UPS parallel

1 整體控制方案

文中給出的并聯(lián)控制方案，由1個(gè)集中控制器和N個(gè)UPS模塊組成，見(jiàn)圖1.集中控制器采集負(fù)載電流I0,并根據(jù)當(dāng)前模塊數(shù)N,計(jì)算得到當(dāng)前模塊平均電流iave,通過(guò)CAN總線將iave、電壓與電流的相位角θ、參考電壓Uref發(fā)送給各個(gè)功率模塊;各個(gè)功率模塊將獲取的Uref作為電壓指令值,θ作為相位指令,進(jìn)行電壓電流雙閉環(huán)控制,并將iave與本模塊的I0進(jìn)行閉環(huán)調(diào)節(jié),作為平均電流的調(diào)節(jié)量,所有系統(tǒng)通過(guò)CAN總線進(jìn)行通信.

1.1 并聯(lián)均流原理

圖1為并聯(lián)的2個(gè)UPS的等效電路.假設(shè)L1?zO1+zL1l2?zO2+ZL2,并且總輸出阻抗XT(L1+L2)主要呈感性的.因此有功和無(wú)功循環(huán)視在功率為

(1)

分別將式(1)表示為電流的函數(shù):

(2)

綜上所述,假設(shè)輸出為感應(yīng)阻抗,通過(guò)調(diào)節(jié)輸出電壓的相位和幅度,可以控制有功和無(wú)功功率或電流.

圖 2 傳統(tǒng)的功率分配下垂方法的框圖Fig.2 Block diagram of traditional power distribution droop method

1.2 傳統(tǒng)的功率分配下垂控制

圖2為傳統(tǒng)的功率分配下垂方法的框圖.其中ω*和E*是空載時(shí)的輸出電壓頻率和幅度,m和n是下垂頻率和幅度系數(shù).P和Q是有功功率和無(wú)功功率,表示為

(3)

(4)

1.3 多回路虛擬輸出阻抗下垂控制

使用傳統(tǒng)的功率分配下垂控制時(shí),如果增加了下垂系數(shù),那么以降低電壓調(diào)節(jié)為代價(jià)可以實(shí)現(xiàn)良好的功率分配；如果頻率和振幅偏差在2%～5%為可以接受的范圍.實(shí)際上,m和n是由式(5)和(6)所決定的,即

(5)

(6)

式中：δω和δe是允許的最大頻率和電壓偏差;Pmax和Qmax是UPS提供的P和Q值的額定值.這樣,穩(wěn)態(tài)下的P和Q分配誤差由頻率εω和電壓εΕ的誤差決定，即

(7)

式中：εP和εQ是穩(wěn)態(tài)有功和無(wú)功功率的差值；εω和εΕ是變頻器的頻率和幅值的差值.可以看出,εΡ和εQ可以通過(guò)增加m和n來(lái)減小,但是由式(7)限制.圖3給出了m系數(shù)情況下的權(quán)衡.

圖3 權(quán)衡 P-ω下垂系數(shù)Fig.3 Tradeoff for designingP-ω droop coefficient

由圖3可知,功率分配誤差取決于頻率誤差,而不是固有的頻率偏差.當(dāng)不同額定值的單元并聯(lián)時(shí),下垂系數(shù)值必須根據(jù)以下關(guān)系進(jìn)行調(diào)整:

(8)

式中：SN是UPS的視在功率．

通常情況下,逆變輸出阻抗被認(rèn)為是感性的,這是由高電感元件的阻抗和輸出濾波器的大電感所引起的.然而,并非所有情況下都這樣,因?yàn)殚]環(huán)輸出阻抗也取決于控制策略,并且線路阻抗主要是低電壓的電阻.閉環(huán)逆變器的輸出阻抗影響功率分配精度,并確定下垂控制策略.因此,式(8)可通過(guò)考慮每個(gè)逆變器Z∠θ的總體輸出阻抗來(lái)重新計(jì)算.每個(gè)單元注入到總線上的有功和無(wú)功功率可以表示為

(9)

式中：E和V是逆變器輸出電壓和公共總線電壓的幅值；Φ是功率角；Z和θ1分別是輸出阻抗的大小和相位.注意:P-Φ和Q-E之間沒(méi)有去耦.

因此,可以重寫一般形式的下垂控制方法:

(10)

因?yàn)榫€路阻抗對(duì)P/Q下垂方法的功率分配精度有相當(dāng)大的影響，因此可以用虛擬輸出阻抗來(lái)修正逆變器的輸出阻抗.該阻抗應(yīng)大于UPS逆變器的輸出阻抗加上最大電源線阻抗的總和值.虛擬輸出阻抗的實(shí)現(xiàn)應(yīng)為

(11)

圖4分別為電感輸出阻抗和電阻輸出阻抗的下垂控制.可以看出,控制器增益m和n由含P和Q的額定值和最大允許偏差εω頻率和振幅εE的函數(shù)決定.

(a) 電感輸出阻抗 (b) 電阻輸出阻抗圖 4 電感和電阻輸出阻抗的下垂控制Fig.4 Droop control functions for inductive output impedance and resistive output impedance

圖5為帶有虛擬輸出阻抗路徑的閉環(huán)系統(tǒng)的框圖,輸出阻抗值必須按照與m和n系數(shù)相似的方式來(lái)選擇,根據(jù)每個(gè)UPS單元N的額定表觀功率SN,即

Zo1S1=Zo2S2=…=ZoNSN.

(12)

2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

構(gòu)建了如圖6所示120 kW的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)(3個(gè)40 kW/UPS模塊并聯(lián))驗(yàn)證所提多逆變器并聯(lián)運(yùn)行的控制策略的有效性.

圖 5 帶有虛擬輸出阻抗路徑閉環(huán)系統(tǒng)的框圖 圖 6 原理樣機(jī)結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Block diagram of the closed-loop system with the virtual prototype Fig.6 Schematic diagram of theoutput impedance path

負(fù)載模塊1/A模塊2/A模塊3/A不均流度/%RCD負(fù)載62.961.262.11.39 阻性負(fù)載61.960.561.21.14

實(shí)驗(yàn)平臺(tái)由集中控制器、3個(gè)UPS模塊、1個(gè)旁路模塊及機(jī)架、配電組成;電流、電壓直接通過(guò)Agilent 示波器 MSO-X3014A 測(cè)量.

圖7和圖8分別為RCD負(fù)載均流波形以及線性負(fù)載均流波形.其中,CH1通道為輸出電壓,CH2～CH4為模塊1～3的輸出電流波形.由圖7和圖8可知，在RCD負(fù)載及線性負(fù)載下,模塊均具有良好的均流特性．但是在線性負(fù)載的情況下均流效果更好.比較負(fù)載分別為RCD和阻性負(fù)載2種不同情況下測(cè)試所提策略的均流效果如表1所示.由表1可以看出,負(fù)載為阻性時(shí)的電流不均流度小于負(fù)載為RCD時(shí)的電流不均流度.

圖 7 RCD負(fù)載下各模塊輸出電壓與電流波形波形 圖 8 線性負(fù)載下下各模塊輸出電壓與電流波形 Fig.8 Output voltage and current waveform of each module under RCD load Fig.8 Output voltage and current waveform of each module under linear load

圖 9 突加負(fù)載輸出電壓電流波形Fig.9 Sudden load output voltage and current waveform

圖9為在10 s時(shí)突加負(fù)載的動(dòng)態(tài)波形圖,其中,CH1通道為輸出電壓,CH2～CH4為模塊1～3的輸出電流波形,該波形表明，該控制策略具有良好的動(dòng)態(tài)特性(動(dòng)態(tài)指標(biāo)<3.5%),突加負(fù)載瞬間并聯(lián)模塊維持均流狀態(tài).

3 結(jié)束語(yǔ)

基于UPS模塊化并聯(lián)系統(tǒng)存在的均流與環(huán)流抑制問(wèn)題,給出一種基于CAN總線的模塊化UPS并聯(lián)控制策略,通過(guò)應(yīng)用虛擬多回路輸出阻抗下垂控制,并采用CAN總線通信實(shí)現(xiàn)各并聯(lián)UPS模塊間的同步和均流控制.結(jié)果表明,所提方法在滿足系統(tǒng)均流與環(huán)流抑制的情況下,能夠?qū)δK化UPS并聯(lián)系統(tǒng)進(jìn)行穩(wěn)定的信號(hào)控制,提高了系統(tǒng)的可靠性.