季幸平,王建軍,邵宇豐,汪志峰

(上海第二工業(yè)大學(xué) 計(jì)算機(jī)與信息工程學(xué)院,上海201209)

0 引言

光載無(wú)線通信(radio over f i ber,RoF)應(yīng)用了高頻無(wú)線電波和光纖低損耗的特點(diǎn),實(shí)現(xiàn)了高速大容量的寬帶傳輸,并能夠充分發(fā)揮幾十的頻譜資源,具有較低的傳輸損耗、巨大的帶寬、抵抗電磁干擾等優(yōu)勢(shì),是近年來(lái)的研究熱點(diǎn)。在數(shù)字通信技術(shù)中,其信號(hào)調(diào)制技術(shù)在復(fù)雜電磁環(huán)境中的通信對(duì)抗、干擾識(shí)別、無(wú)線電頻譜監(jiān)測(cè)等領(lǐng)域中尤為重要[1]。為了滿足用戶日益增長(zhǎng)的大容量需求,多進(jìn)制相移鍵控(MPSK)調(diào)制具有較高的頻譜效率和良好的抗噪聲性能,在相同的帶寬下,能夠得到比二進(jìn)制信號(hào)更大的通信容量,而得到廣泛的應(yīng)用。

針對(duì)上述情況,建立了一個(gè)全雙工RoF鏈路模型。系統(tǒng)的下行鏈路是基于馬赫增德爾調(diào)制器(Maher-Zehnder modulator,MZM)的抑制奇次邊帶的3路信號(hào),其中兩路分別進(jìn)行8進(jìn)制相移鍵控(eight hexadecimal phase shift keying,8PSK)與16進(jìn)制相移鍵控(sixteen hexadecimal phase shift keying,16PSK)調(diào)制。使用光載波抑制調(diào)制方法相比較單、雙邊帶調(diào)制而言,具有更高的帶寬利用率和接收機(jī)靈敏度,并且可以避免周期性衰落,實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定傳輸[2-3]。而另一路信號(hào)則作為上行基帶信號(hào)的載波信號(hào),使得基站端不需要添置額外的激光源,從而降低了系統(tǒng)的成本。該系統(tǒng)分別在不同的光信噪比(optical signal to noise ratio,OSNR)和不同傳輸距離條件下,仿真分析了下行鏈路兩種調(diào)制信號(hào)的光譜圖及誤碼率曲線,通過(guò)分析接收信號(hào)的星座圖和誤碼特性證明:與16PSK信號(hào)相比,當(dāng)OSNR＞25時(shí),8PSK信號(hào)誤碼率量級(jí)可以達(dá)到10-4(lgBER≤-3),當(dāng)傳輸距離為40 km時(shí),8PSK的誤碼率為4.8×10-3(lgBER=-2.32),仍然可以有效傳輸數(shù)據(jù)信息。且在不同OSNR和不同傳輸距離條件下,8PSK的誤碼率均低于16PSK,因此8PSK具有更可靠的傳輸性能,且更適用于遠(yuǎn)距離傳輸。

1 RoF全雙工鏈路模型

圖1 RoF系統(tǒng)框架示意圖Fig.1 System framework diagram of RoF

圖2 (a)抑制奇次邊帶調(diào)制信號(hào)光譜圖;(b)經(jīng)過(guò)單模光纖后的3路信號(hào)光譜圖Fig.2 (a)Spectrum diagram of the suppression odd-order sideband modulation signals;(b)Spectrum of three signals after passing through a single-mode f i ber

RoF全雙工鏈路模型系統(tǒng)原理框圖如圖1所示。在中心站處,本振信號(hào)為20 GHz,由激光器發(fā)出連續(xù)激光源傳輸至MZM中,設(shè)置MZM的調(diào)制參數(shù),從而得到抑制奇次邊帶調(diào)制信號(hào),該信號(hào)光譜圖如圖2(a)所示。用波分解復(fù)用器取3路調(diào)制信號(hào),其中兩路分別由16PSK和8PSK進(jìn)行調(diào)制,然后由波分復(fù)用器匯入標(biāo)準(zhǔn)單模光纖信道中。光譜圖如圖2(b)所示。在基站端,由3路不同中心頻率的光帶通濾波器進(jìn)行濾波,其中兩路被調(diào)制信號(hào)分別進(jìn)行相干檢測(cè)恢復(fù)出原始數(shù)據(jù),未被利用的一路信號(hào)作為上行鏈路的載波信號(hào),采用差分相移鍵控(DPSK)調(diào)制方式,然后傳輸送入中心站,節(jié)約基站成本,簡(jiǎn)化系統(tǒng)復(fù)雜度。

2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)與仿真結(jié)果

本文采用Optiwave搭建了圖1所示的基于載波抑制RoF系統(tǒng)。在中心站,設(shè)置連續(xù)激光源中心頻率為193.1 THz,偏振角為45°,射頻信號(hào)為20 GHz,MZM驅(qū)動(dòng)消光比為30 dB。設(shè)置MZM的兩個(gè)直流偏置電壓分別為0 V、4 V,調(diào)制電壓為π,射頻電壓為1 V。3路信號(hào)的中心頻率分別為193.04、193.08和193.12 THz。用波分解復(fù)用器分離±1階邊帶信號(hào),并分別加載由16PSK、8PSK調(diào)制的數(shù)據(jù)信息,另一路-3階邊帶信號(hào)不做任何處理,然后由復(fù)用器一同匯成一路傳輸信號(hào)經(jīng)過(guò)20 km單模光纖傳輸至基站端。在基站端,設(shè)置3個(gè)貝塞爾帶通濾波器的中心頻率依次為:193.08、193.04和193.12 THz。圖3所示分別為基站端3路傳輸信號(hào)的光譜圖。

圖3 (a)16PSK調(diào)制信號(hào)光譜圖;(b)8PSK調(diào)制信號(hào)光譜圖;(c)-3階邊帶信號(hào)光譜圖Fig.3(a)16PSK modulated signal spectrum;(b)8PSK modulated signal spectrum;(c)Spectral map of the-3 sideband signal

16PSK與8PSK的誤碼率曲線如圖4所示,紅色曲線為8PSK調(diào)制信號(hào),黑色曲線為16PSK調(diào)制信號(hào)。由圖可知,隨著光信噪比的增大,誤碼率隨之減小。由星座圖可以看出,當(dāng)OSNR＜25時(shí),16PSK信號(hào)星座圖模糊不能正常傳輸,在OSNR≥25時(shí),可以正常傳輸,并且當(dāng)OSNR達(dá)到29時(shí),16PSK的誤碼率達(dá)到7.5×10-4(lgBER=-3.12)。相比16PSK信號(hào)而言,在20～29的OSNR條件下,8PSK星座圖雖有些許誤差,但均可正常傳輸。當(dāng)OSNR為29時(shí),8PSK的誤碼率為2.7×10-4(lgBER=-3.56)。8PSK調(diào)制信號(hào)的誤碼率始終低于16PSK調(diào)制信號(hào)。因此,8PSK具有更低的誤碼率,更高的傳輸性能。圖5所示為在OSNR為29 dBm時(shí),8PSK與16PSK調(diào)制信號(hào)在不同傳輸距離條件下的誤碼率曲線圖。由圖5可以看出,隨著傳輸距離的增加,兩路信號(hào)的誤碼率逐漸增大。由星座圖可以看出,當(dāng)傳輸距離為40 km時(shí),兩路信號(hào)相位雖然有誤差,但是仍然可以有效傳輸數(shù)據(jù)信息,8PSK調(diào)制信號(hào)的誤碼率為4.9×10-3(lgBER=-2.31),16PSK調(diào)制信號(hào)的誤碼率為9.8×10-3(lgBER=-2.01)。但當(dāng)傳輸距離為45 km時(shí),兩路信號(hào)誤碼率驟然增加,星座圖相位模糊,無(wú)法正常傳輸數(shù)據(jù)。但8PSK調(diào)制信號(hào)的誤碼率始終低于16PSK調(diào)制信號(hào)。因此,8PSK增加了通信容量,更適合于遠(yuǎn)距離傳輸。

圖4 隨OSNR的增加,8PSK與16PSK信號(hào)誤碼率曲線及星座圖Fig.4 Bit error rate curve and constellation diagram of 8PSK and 16PSK signals with increasing OSNR

圖5 隨傳輸距離的增加,8PSK與16PSK信號(hào)誤碼率曲線星座圖Fig.5 Bit error rate curve and constellation diagram of 8PSK and 16PSK signals with increasing transmission distance

在上行鏈路端,取-3階邊帶信號(hào)作為載波信號(hào),在20 km的單模光纖情況下,得到隨OSNR增大的誤碼率曲線如圖6所示。可以看出誤碼率均在10-9以上,可以實(shí)現(xiàn)高質(zhì)量信號(hào)傳輸。

圖6 隨OSNR的增加,DPSK誤碼率曲線圖Fig.6 Bit error rate curve of DPSK signal with increasing OSNR

3 結(jié) 論

本文為了對(duì)比分析8PSK與16PSK信號(hào)的傳輸性能,建立了一個(gè)全雙工RoF鏈路模型。系統(tǒng)的下行鏈路是對(duì)基于MZM的抑制奇次邊帶兩路信號(hào),分別進(jìn)行8PSK和16PSK調(diào)制。上行鏈路是取下行鏈路中一路未被調(diào)制的抑制奇次邊帶信號(hào),作為上行基帶信號(hào)的載波信號(hào),節(jié)約系統(tǒng)的成本。該系統(tǒng)分別在不同的OSNR和不同傳輸距離條件下,仿真分析了下行鏈路兩種調(diào)制信號(hào)的光譜圖及誤碼率曲線,通過(guò)分析接收信號(hào)的星座圖和誤碼特性證明:與16PSK信號(hào)相比,當(dāng)OSNR＞25時(shí),8PSK信號(hào)誤碼率量級(jí)可以達(dá)到10-4(lgBER≤-3),當(dāng)傳輸距離為40 km時(shí),8PSK的誤碼率為4.8×10-3(lgBER=-2.32),仍然可以有效傳輸數(shù)據(jù)信息。且在不同OSNR和不同傳輸距離條件下,8PSK的誤碼率均低于16PSK,因此8PSK具有更可靠的傳輸性能,且更適用于遠(yuǎn)距離傳輸。