陸 媛，李大康

（銅陵學(xué)院電氣工程學(xué)院，安徽 銅陵244000）

0 引言

近些年來，傳統(tǒng)能源缺乏問題日益嚴(yán)重，清潔型新能源的開發(fā)利用越來越受到人們的重視。隨著以光伏發(fā)電為代表的新能源技術(shù)的不斷發(fā)展，以及充電樁的逐步普及，電動(dòng)汽車因其高效節(jié)能、清潔低碳的特征成為汽車行業(yè)發(fā)展的新方向[1]。

內(nèi)置式永磁同步電機(jī)作為電動(dòng)汽車的核心部件，兼具交流電機(jī)和直流電機(jī)的優(yōu)點(diǎn)，原材料資源豐富、結(jié)構(gòu)簡單、功率密度高，已廣泛應(yīng)用于我國電動(dòng)汽車市場。而其作為一個(gè)較為復(fù)雜的耦合非線性系統(tǒng)[2]，常用的控制方法有兩種：電流滯環(huán)控制和電壓空間矢量控制。

本文基于電流滯環(huán)控制和電壓空間矢量控制各自的優(yōu)缺點(diǎn)，將兩種控制方法有機(jī)結(jié)合起來加以優(yōu)化，并在電流滯環(huán)環(huán)節(jié)中用兩相斬波替代三相斬波，以降低控制器開關(guān)損耗，進(jìn)一步提高系統(tǒng)的節(jié)能性。文章對(duì)該控制方案進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 控制方案設(shè)計(jì)

電動(dòng)汽車經(jīng)充電樁獲得電能儲(chǔ)存在車載蓄電池中，再經(jīng)逆變器將所儲(chǔ)存的直流電轉(zhuǎn)換成交流電供給內(nèi)置永磁同步電機(jī)。為使電動(dòng)汽車在運(yùn)行過程中獲得平穩(wěn)的轉(zhuǎn)矩，電機(jī)的定子相電流應(yīng)是隨轉(zhuǎn)子位置正弦變化的信號(hào)[3]。逆變器（如圖1所示）的六個(gè)橋臂按照設(shè)定的控制模式開通/關(guān)斷，使輸出的電流波形盡可能接近理想正弦波。

圖1 三相逆變器原理圖

1.1 傳統(tǒng)控制方案

永磁同步電機(jī)控制器常采用電流滯環(huán)控制和電壓空間矢量控制。

電流滯環(huán)控制方法是將給定的三相參考電流iabc_ref與實(shí)際檢測(cè)的逆變器輸出電流iabc相比較，并預(yù)先設(shè)定滯環(huán)寬度△。若|iabc_ref-iabc|>△，則調(diào)節(jié)逆變器開關(guān)狀態(tài)使電流偏差減小到滯環(huán)寬度范圍內(nèi)。這種控制方式可以使實(shí)際電流波形保持在與理想正弦波形一定偏差限度內(nèi)呈不規(guī)則鋸齒狀波動(dòng)，如圖2所示。這種控制方法電流跟蹤性好、易于實(shí)現(xiàn)，但穩(wěn)定性較差、輸出電流諧波含量高，一定程度上影響內(nèi)置永磁同步電機(jī)的性能。

圖2 電流滯環(huán)控制電流波形示意圖（單相）

空間矢量控制方法是利用了平均值等效原理：一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)對(duì)基本電壓矢量相加，使其迭加所得的矢量與需要的電壓矢量相等。任何一個(gè)時(shí)刻，電壓矢量都可以由組成該矢量當(dāng)前所在區(qū)域的兩個(gè)相鄰的非零矢量和零矢量的不同組合來得到[4]，即：

三組功率開關(guān)構(gòu)成八種不同的開關(guān)狀態(tài)，所得到的合成電壓矢量如表1.

表1 開關(guān)狀態(tài)與對(duì)應(yīng)電壓矢量

將上表中八種電壓矢量映射到復(fù)平面中，可以得到電壓空間矢量圖，如圖3所示。

圖3 電壓空間矢量圖

這種控制方法能相對(duì)減小永磁同步電機(jī)的諧波損耗、降低脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩，電壓利用率高，適合應(yīng)用于數(shù)字化編程與控制[5]，但電流跟蹤響應(yīng)速度不如滯環(huán)控制。

1.2 改進(jìn)控制方案

綜合以上兩種傳統(tǒng)控制方案的優(yōu)缺點(diǎn)，采用復(fù)合控制策略，即設(shè)定滯環(huán)寬度為△，在空間矢量控制的基礎(chǔ)上，當(dāng)|iabc_ref-iabc|>△時(shí)改用電流滯環(huán)控制，以提高電流跟蹤響應(yīng)速度。

同時(shí)，對(duì)于無中性點(diǎn)引出的內(nèi)置永磁同步電機(jī)，其三相電流滿足：ia+ib+ic=0[6]，即在電流滯環(huán)控制環(huán)節(jié)中，控制其中兩相電流，就可以實(shí)現(xiàn)對(duì)第三相電流的控制。據(jù)此可以對(duì)電流滯環(huán)控制環(huán)節(jié)加以優(yōu)化，僅對(duì)電流較小的兩相進(jìn)行斬波，電流最大的那相不斬波，進(jìn)一步降低控制器的開關(guān)損耗[7]。

改進(jìn)控制方案的實(shí)現(xiàn)流程圖如圖4所示。

圖4 改進(jìn)控制方案流程圖

2 實(shí)驗(yàn)分析與驗(yàn)證

為了檢驗(yàn)改進(jìn)控制方案的有效性和可靠性，構(gòu)建實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)對(duì)內(nèi)置永磁同步電機(jī)及其控制系統(tǒng)的轉(zhuǎn)速響應(yīng)、定子相電流、功率管開關(guān)信號(hào)等進(jìn)行分析，電機(jī)參數(shù)如表2所示。

表2 電機(jī)參數(shù)

控制系統(tǒng)核心芯片選用TMS320F28335，通過電流傳感器獲得逆變器輸出到永磁同步電機(jī)的定子相電流值[8]?？刂破鞲鶕?jù)預(yù)先設(shè)定的控制方案計(jì)算得到參考電流iabc_ref，再經(jīng)如圖4所示的控制流程獲得逆變器各功率管的開關(guān)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)電機(jī)的驅(qū)動(dòng)控制，如圖 5 所示[9]。

圖5 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)框圖

2.1 轉(zhuǎn)速響應(yīng)對(duì)比

在相同工作條件下，保持內(nèi)置永磁同步電機(jī)負(fù)載和逆變器直流端電源電壓不變，電機(jī)從靜止開始運(yùn)行。初始設(shè)定轉(zhuǎn)速為500 r/min，0.03 s時(shí)提高至1 200 r/min，對(duì)比空間矢量控制方案和改進(jìn)方案的轉(zhuǎn)速跟蹤響應(yīng)情況，如圖6所示。

圖6 轉(zhuǎn)速響應(yīng)波形對(duì)比

可以看出，改進(jìn)方案對(duì)轉(zhuǎn)速變化的跟蹤速度更快，動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能較好。

2.2 定子相電流對(duì)比

在如3.1所述工作條件下，保持設(shè)定轉(zhuǎn)速為1 200 r/min，對(duì)比兩種控制方案下逆變器輸出到電機(jī)的定子相電流波形，并對(duì)其進(jìn)行FFT[10]，分析諧波情況，如圖7和圖8所示。

圖7 定子相電流波形對(duì)比

圖8 諧波及THD對(duì)比

由圖可見，改進(jìn)控制方案相對(duì)于空間矢量控制方案諧波成分稍低，總諧波畸變率（THD）從5.41%降到了3.01%，定子相電流波形更接近理想正弦波；由于其在電流偏差大時(shí)引入了電流滯環(huán)控制，峰值附近紋波較小。

2.3 開關(guān)信號(hào)對(duì)比

在如3.1所述工作條件下，保持設(shè)定轉(zhuǎn)速為1 200 r/min，對(duì)比觀測(cè)逆變器功率管開關(guān)狀態(tài)，如圖9所示。改進(jìn)方案在滯環(huán)處理時(shí)將三相斬波簡化為兩相斬波，每一相的功率管會(huì)有一段時(shí)間處于長開/長關(guān)的狀態(tài)，總體上減少了逆變器的開關(guān)次數(shù)，降低了開關(guān)損耗。

圖9 開關(guān)信號(hào)（單相）波形對(duì)比

3 結(jié)論

文章針對(duì)電動(dòng)汽車內(nèi)置永磁同步電機(jī)電流滯環(huán)控制和電壓空間矢量控制各自的特點(diǎn)，將兩種控制方法有機(jī)結(jié)合起來加以優(yōu)化，并在電流滯環(huán)環(huán)節(jié)中用兩相斬波替代三相斬波，以達(dá)到優(yōu)化控制效果、降低開關(guān)損耗、提高系統(tǒng)節(jié)能性的目的。

文章闡述了該改進(jìn)控制方案的原理與實(shí)現(xiàn)方法，并驗(yàn)證了其可行性，得到以下結(jié)論：（1）新方案動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能較好，對(duì)轉(zhuǎn)速變化的跟蹤速度優(yōu)于傳統(tǒng)的空間矢量控制方案；（2）輸出的定子相電流波形更接近理想正弦波，諧波總體較小，有助于降低永磁同步電機(jī)的運(yùn)行損耗；（3）一定程度上降低了逆變器功率管開關(guān)次數(shù)，降低了控制系統(tǒng)的開關(guān)損耗。