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        基于二自由度內(nèi)模控制的LCL并網(wǎng)逆變器控制策略

        2018-12-20 11:12:42楊洪耕
        現(xiàn)代電力 2018年6期
        關(guān)鍵詞:方法系統(tǒng)

        趙 曦,楊洪耕

        (四川大學(xué)電氣信息學(xué)院,四川成都 610065)

        0 引 言

        近年來,隨著煤、石油和天然氣等化石能源逐漸枯竭,能源危機(jī)越發(fā)嚴(yán)重,開發(fā)太陽能、風(fēng)能等可再生能源實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)發(fā)電是解決當(dāng)前能源危機(jī)的必然趨勢。由于光伏和風(fēng)能等新能源的滲透率逐步加大,并網(wǎng)逆變器作為將可再生能源轉(zhuǎn)化為電能的關(guān)鍵設(shè)備對電網(wǎng)穩(wěn)定性和電能質(zhì)量帶來很大的挑戰(zhàn)[1]。LCL型濾波器與L型濾波器相比,在等量電感材料下前者具有更好的濾波效果[2], 但是考慮到LCL型濾波器是一個(gè)三階低阻尼系統(tǒng),易產(chǎn)生諧振,從而會影響到系統(tǒng)的穩(wěn)定性,因此需要對系統(tǒng)進(jìn)行必要的阻尼控制[3]。

        目前LCL并網(wǎng)逆變器通常采用兩種方式來增加系統(tǒng)阻尼或是來抑制系統(tǒng)諧振[4-8],即無源阻尼方式和有源阻尼方式。其中無源阻尼方式,是通過串聯(lián)或并聯(lián)電阻(濾波器電路中)來抑制LCL濾波器的諧振尖峰,該方法優(yōu)點(diǎn)是較為容易實(shí)現(xiàn),但此舉會增加逆變器損耗,同時(shí)也削弱了LCL濾波器對高次諧波的抑制能力;而有源阻尼的方式則是通過在控制回路中引入額外的控制方式(即反饋控制),從而達(dá)到了同樣的抑制諧振的效果, 避免了采用無源阻尼方式產(chǎn)生的逆變器損耗。文獻(xiàn)[4]和[5]提出對LCL濾波器的電容電流進(jìn)行采樣,再進(jìn)行反饋控制的方法,此舉增加了系統(tǒng)的阻尼。但由于濾波器自身缺陷,其高頻電容電流幅值比較小,從而導(dǎo)致了在對采樣的數(shù)據(jù)精確處理時(shí),難度增加,且在硬件方面,也需要增加額外的電流傳感器。文獻(xiàn)[6]提出采用網(wǎng)側(cè)電感電壓微分量來取代濾波器的電容電流的方法,從而抑制諧振尖峰;文獻(xiàn)[7]提出通過反饋濾波器中電容電壓微分量的方法來實(shí)現(xiàn)對諧振阻尼的控制,文獻(xiàn)[6-7]中的方法都會導(dǎo)致傳感器數(shù)量增加。文獻(xiàn)[8]則是通過計(jì)算當(dāng)前電容電流的估計(jì)值的方法來抑制諧振的產(chǎn)生。雖然此種方法并沒有在電路中增加額外的傳感器,但是該方法耗時(shí)且極為復(fù)雜,容易導(dǎo)致誤差的產(chǎn)生。

        為此,本文將內(nèi)模控制應(yīng)用于并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)。首先,基于內(nèi)??刂苹驹?,提出一種二自由度內(nèi)??刂频腖CL并網(wǎng)逆變器控制策略,該控制器僅有兩個(gè)可調(diào)參數(shù),其取值與它的控制性能直接相關(guān),再而這種方法可以分別對系統(tǒng)給定信號的跟隨性能和抗干擾性能進(jìn)行調(diào)整。然后,仿真對比傳統(tǒng)PI控制器和基于二自由度內(nèi)??刂破鞯墓ぷ魈匦浴W詈?,搭建不同控制方法下的并網(wǎng)逆變器模型。仿真結(jié)果表明, 基于二自由度內(nèi)??刂破骺刂破骶哂辛己玫母S性、抗干擾性和魯棒性, 驗(yàn)證了本文方法的有效性。

        1 內(nèi)??刂苹驹?/h2>

        內(nèi)??刂?internal model control, IMC)是由Garcia和Morari于1982年在史密斯估計(jì)補(bǔ)償控制這一理論的基礎(chǔ)上提出的一種基于過程數(shù)學(xué)模型進(jìn)行控制器設(shè)計(jì)的新型控制策略[9]。由于內(nèi)??刂凭哂薪Y(jié)構(gòu)簡單、易于在線調(diào)整和抗擾性能良好等優(yōu)點(diǎn),在實(shí)際生產(chǎn)中取得了非常廣泛的應(yīng)用。

        典型的內(nèi)??刂平Y(jié)構(gòu)圖如圖1所示,G(s)為被控對象,P(s)為其內(nèi)部模型,Cimc(s)為內(nèi)??刂破?,R(s)為控制系統(tǒng)的輸入,Y(s)為控制系統(tǒng)的輸出,D(s)為干擾信號。

        圖1 內(nèi)模控制結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Block diagram of IMC

        對圖1進(jìn)行等價(jià)變換為經(jīng)典反饋控制形式如圖2所示。圖中,虛線部分為反饋控制器F(s),由圖2可得

        (1)

        圖2 IMC等效反饋控制框圖Fig.2 Equivalent feedback control block diagram of IMC

        系統(tǒng)閉環(huán)響應(yīng)傳遞函數(shù)可表示為

        (2)

        對于IMC系統(tǒng),當(dāng)模型精確時(shí),只要令Cimc(s)=P-1(s),系統(tǒng)輸出就等于輸入,即可獲得理想的設(shè)定值跟蹤,此時(shí)為理想控制器。然而由于實(shí)際控制對象往往含有右半平面零點(diǎn),那么P-1(s)中就存在右半平面極點(diǎn),導(dǎo)致控制器本身就不穩(wěn)定,且理想控制器對模型誤差極其敏感,因此設(shè)計(jì)內(nèi)模控制分為以下兩步:第一步要設(shè)計(jì)一個(gè)穩(wěn)定的理想控制器;第二步,要求引入低通濾波器,通過改變其結(jié)構(gòu)和參數(shù)來增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性和魯棒性。內(nèi)??刂破鞯男问饺缦滤荆?/p>

        Gimc(s)=P-1(s)L(s)

        (3)

        低通濾波器L(s)=1/(1+λs)n,其中,λ為時(shí)間常數(shù),階次n取決于內(nèi)部模型的最小相位部分的階次以使控制器可實(shí)現(xiàn)。

        2 LCL逆變器并網(wǎng)數(shù)學(xué)模型

        單相LCL并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示,其構(gòu)成主要為微電源、Boost升壓電路、逆變電路和LCL濾波器4部分。其中,Boost升壓電路將微電源側(cè)的電能傳送到逆變器輸入直流端,逆變器通過LCL濾波后將交流電饋送至電網(wǎng)。圖3中,uinv為逆變器側(cè)的輸出電壓,iL為其輸出電流,ug為電網(wǎng)電壓,ig為其并網(wǎng)電流,uC為濾波電容電壓,逆變器側(cè)電感Ls,網(wǎng)側(cè)電感Lg和濾波電容C1構(gòu)成LCL濾波器,R1和R2為電感支路上的寄生電阻。

        圖3 單相LCL并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.3 The structure of single-phase LCL grid-connected inverter

        根據(jù)基爾霍夫定律,現(xiàn)選取逆變器側(cè)的電感電流iL、并網(wǎng)電流ig和濾波電容電壓uC為狀態(tài)變量,LCL逆變器的狀態(tài)空間方程可寫為[10]

        (4)

        由于R1和R2阻值極小,可忽略不計(jì),由式(4)可得到LCL逆變器的模型框圖,如圖4所示。

        圖4 LCL逆變器模型框圖Fig.4 Model block diagram of LCL inverter

        根據(jù)圖4,逆變器側(cè)輸出電壓uinv到并網(wǎng)電流ig的傳遞函數(shù)表達(dá)式可表示為

        (5)

        3 二自由度內(nèi)??刂撇⒕W(wǎng)控制策略

        3.1 二自由度內(nèi)模控制器設(shè)計(jì)

        在常規(guī)內(nèi)??刂破髦校话阒挥幸粋€(gè)可調(diào)參數(shù),所以只能選取一個(gè)在系統(tǒng)動態(tài)性能、魯棒性這兩種性能之間進(jìn)行折中的辦法[11]。本文采用二自由度內(nèi)??刂疲磳⒅骺刂破鞣纸鉃?個(gè)獨(dú)立控制目標(biāo)值跟隨性和抑制擾動的控制器,可在保證系統(tǒng)良好跟蹤性能的情況下提高系統(tǒng)的魯棒性[12-13],其控制結(jié)構(gòu)如圖5所示。

        圖5 二自由度內(nèi)模控制結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Block diagram of 2DOF-IMC

        圖5中虛線部分為系統(tǒng)被控對象,Ci1(s)和Ci2(s)構(gòu)成二自由度內(nèi)??刂破?,根據(jù)式(3)可得

        (6)

        其中,低通濾波器L1(s)和L2(s)分別為

        (7)

        對圖5進(jìn)行等效變換可得到圖6。

        圖6 二自由度內(nèi)??刂频刃Х答伩刂瓶驁DFig.6 Equivalent feedback control block diagram 2DOF-IMC

        其中

        (8)

        (9)

        由圖6可知,當(dāng)只考慮系統(tǒng)跟隨性,即ug=0時(shí),可得到

        (10)

        當(dāng)只考慮外界擾動,即iref=0時(shí),可得到

        (11)

        根據(jù)式(9)和(10)可知,X(s)只與λ1的大小有關(guān),改變λ1的值可以調(diào)整系統(tǒng)對給定信號的跟蹤性能,λ1的值越小,系統(tǒng)跟蹤性能越好;D(s) 只與λ2的大小有關(guān),改變λ2的值可以調(diào)整系統(tǒng)對干擾信號的魯棒性,λ2的值越小,系統(tǒng)抗干擾性能越好。

        3.2 參數(shù)設(shè)計(jì)與穩(wěn)定性分析

        過程模型P(s)可分為P+(s)和P-(s)兩項(xiàng),即

        P(s)=P+(s)P-(s)

        (12)

        式中:P+(s)為模型中的包含純滯后零點(diǎn)部分和其他不穩(wěn)定零點(diǎn)部分;P-(s)則為模型中的最小相位部分。

        系統(tǒng)的靈敏度函數(shù)為

        (13)

        互補(bǔ)靈敏度函數(shù)為

        (14)

        根據(jù)文獻(xiàn)[14-15]所提方法,定義最大靈敏度為

        Ms=max|S(jω)|

        (15)

        定義最大互補(bǔ)靈敏度為

        MT=max|T(jω)|

        (16)

        Ms越小,系統(tǒng)抗干擾能力越強(qiáng),但響應(yīng)時(shí)間變長。給定最大靈敏度初值為Ms0,根據(jù)式(15)可得

        (17)

        (18)

        為了得到較好的跟蹤性能,應(yīng)使MT的值趨近于1。為此,將|T(jω)|取最大值時(shí)的頻率近似等于|M1(jω)|取最大值時(shí)的頻率,根據(jù)式(16)可得

        (19)

        (20)

        根據(jù)式(17)~(20)可求得滿足要求的控制器參數(shù)λ2和λ1。

        則在二自由度內(nèi)??刂撇呗韵履孀兤飨到y(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)可表示為

        (21)

        根據(jù)式(5)和(21)可得到逆變器開環(huán)傳遞函數(shù)的波特圖如圖7所示。從圖中可以看出,原系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)在2 000Hz附近存在諧振尖峰,而應(yīng)用本文提出的二自由度內(nèi)??刂品椒黠@抑制了諧振尖峰,從而保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

        圖7 LCL逆變器開環(huán)傳遞函數(shù)的波特圖Fig.7 Bode plot of open loop transfer function of LCL inventer

        4 仿真驗(yàn)證

        為驗(yàn)證上述二自由度內(nèi)??刂破鞯挠行裕贛atlab/Simulink仿真平臺上搭建LCL并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)仿真模型,逆變器參數(shù)如表1所示。二自由度內(nèi)模控制器的參數(shù)為:λ1=0.001,λ1=0.002。對并網(wǎng)逆變器分別采用傳統(tǒng)PI控制和二自由度內(nèi)??刂?,進(jìn)行仿真分析,結(jié)果如圖8和圖9所示。

        表1 逆變器參數(shù)

        4.1 電流階躍響應(yīng)測試

        為了驗(yàn)證系統(tǒng)的跟隨性能,將并網(wǎng)電流給定值在0.5s時(shí)由半載躍變到滿載,圖8為并網(wǎng)電流ig的仿真波形,從圖中可以看出逆變器并網(wǎng)電流在突變后能穩(wěn)定運(yùn)行,且響應(yīng)速度快、具有良好的動態(tài)性能。

        圖8 并網(wǎng)電流ig波形Fig.8 Waveform of the grid current ig

        4.2 并網(wǎng)電流魯棒性測試

        為了驗(yàn)證系統(tǒng)的穩(wěn)定性,在電網(wǎng)電壓中加入12 755rad/s的微量擾動信號。加入微量擾動信號。本文引入的二自由度內(nèi)??刂品椒?,與傳統(tǒng)PI控制相比,并網(wǎng)電流ig波的波形更加趨于光滑,同時(shí)諧振尖峰也得到明顯的抑制,其中,采用傳統(tǒng)PI控制時(shí),并網(wǎng)電流ig總諧波畸變率達(dá)到7.2%,而采用二自由度內(nèi)??刂撇⒕W(wǎng)電流ig總諧波畸變率只有1.4%,遠(yuǎn)低于國家標(biāo)準(zhǔn)5%,并網(wǎng)電流ig波形如圖9所示。

        圖9 引入擾動時(shí)并網(wǎng)電流ig波形Fig.9 Waveform of the grid current ig with the disturbance introduced

        5 結(jié) 論

        ① 由于LCL型濾波器是一個(gè)三階低阻尼系統(tǒng),自身容易出現(xiàn)諧振,需要對其采取一定的控制來增加系統(tǒng)阻尼抑制諧振?,F(xiàn)有的LCL并網(wǎng)逆變器有源阻尼控制方法,需要增加額外的傳感器,易引起入網(wǎng)電流諧波振蕩,從而影響系統(tǒng)運(yùn)行穩(wěn)定性。

        ② 本文提出了一種基于二自由度內(nèi)??刂频腖CL并網(wǎng)逆變器控制策略,該控制器僅有兩個(gè)可調(diào)參數(shù),通過參數(shù)整定,所設(shè)計(jì)的控制器同時(shí)具有良好的對給定信號的跟隨性能和抑制干擾特性。通過在Matlab/Simulink平臺上搭建LCL并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)模型,將本文所提出的控制方法與傳統(tǒng)PI控制器的控制效果進(jìn)行了對比,證明了本文所設(shè)計(jì)的二自由度內(nèi)??刂破饔辛己玫母S性和魯棒性,同時(shí)該方法不需要增加額外的電壓和電流傳感器,具有一定的工程使用價(jià)值。

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