邱富君，胡長生，徐德鴻

（浙江大學(xué)電力電子技術(shù)研究所，杭州 310027）

電動汽車清潔無污染，是汽車產(chǎn)業(yè)發(fā)展方向。直流快速充電站是電動汽車的必備基礎(chǔ)設(shè)施[1-2]。目前市場上的直流充電站充電模塊以兩級結(jié)構(gòu)為主，由前級三相PWM整流器和后級DC/DC變換器組成[3]。由于車載電池電壓一般在200～450 V之間變化，電壓變化范圍寬，不同電壓輸出時充電模塊轉(zhuǎn)換效率落差較大，同時對充電模塊拓?fù)浜涂刂频脑O(shè)計帶來挑戰(zhàn)[4]。

針對輸出寬電壓范圍，文獻(xiàn)[5]提出使后級LLC變換器工作在固定開關(guān)頻率在諧振頻率，通過前級PFC來實(shí)現(xiàn)電池端電壓寬范圍的調(diào)節(jié)，這樣LLC變換器能夠保持較高的效率。但此方案對前級PFC效率影響比較大，同時由于LLC輸入電壓變化范圍大，變壓器的設(shè)計是一個難題。文獻(xiàn)[6]是考慮將直流母線電壓恒定，變換器全范圍工作于亞諧振頻率調(diào)頻模式，在輸出電壓升高時，工作頻率降低，變壓器最大工作磁密顯著升高，產(chǎn)生較大磁芯損耗。同時全范圍工作在亞諧振頻率調(diào)頻模式，會產(chǎn)生較高的環(huán)流，增加電路損耗，導(dǎo)致該方案工作于寬電壓范圍整體效率下降。文獻(xiàn)[7]采用調(diào)節(jié)頻率和移相的混合控制策略來進(jìn)行電壓調(diào)節(jié)，在輸出低壓及輕載情況時通過調(diào)頻進(jìn)行調(diào)節(jié)能力有限，采用移相控制，提高輕載的效率。

本文利用直流充電站充電模塊前級PWM整流器電壓增益的一定調(diào)節(jié)能力，兼顧考慮亞諧振頻率調(diào)頻模式和超諧振頻率調(diào)頻模式調(diào)壓能力與效率，來解決充電模塊電壓增益變化范圍大的問題，改善全電壓范圍變換效率。對諧振變換器在亞諧振頻率調(diào)頻模式、超諧振頻率調(diào)頻模式下的損耗進(jìn)行了分析，總結(jié)出電壓增益與諧振變換器的效率之間的聯(lián)系，對諧振變換器主電路進(jìn)行了優(yōu)化，設(shè)計了3種工作模式的切換控制。最后在1臺10 kW輸出電壓200～450 V寬范圍的LLC諧振變換器樣機(jī)上進(jìn)行了效率測試。

1 充電機(jī)基本結(jié)構(gòu)

圖1所示是本研究的直流充電站充電模塊的拓?fù)?，前級?yīng)用三相VIENNA整流器，后級應(yīng)用了全橋LLC拓?fù)?。圖2填充區(qū)域?yàn)槌潆姍C(jī)輸出工作區(qū)。充電模塊的輸出電壓變化范圍為200～450 V，能提供的最大輸出電流為25 A，輸出最高電壓為450 V。在400～450 V工作電壓段能提供最大功率10 kW輸出。

圖1 充電模塊基本結(jié)構(gòu)電路Fig.1 Circuit of the basic structure of charging module

圖2 充電模塊輸出特性Fig.2 Output characteristic of charging module

2 諧振變換器工作模式及損耗分析

LLC諧振變換器工作在諧振頻率點(diǎn)時，開關(guān)管均工作于軟開關(guān)狀態(tài)，變換器開關(guān)器件的損耗最小[8]。隨著輸出電壓變化，工作頻率偏離諧振點(diǎn)，開關(guān)器件的損耗隨之增加。為了提高諧振變換器效率，縮小變換器工作頻率范圍，可以利用充電機(jī)的前級PFC調(diào)節(jié)直流母線電壓，后級諧振變換器工作于固定頻率，實(shí)現(xiàn)一定區(qū)域的輸出電壓調(diào)節(jié)?？紤]三相VIENNA PFC整流器的效率和器件的限制，其輸出電壓調(diào)節(jié)范圍設(shè)置在700～840 V。

LLC諧振變換器主要損耗包括：原邊開關(guān)管導(dǎo)通損耗、關(guān)斷損耗和副邊二極管損耗，諧振電感鐵損、銅損，變壓器鐵損、銅損以及輸出電容、諧振電容等效ESR電阻損耗等[9]。

LLC諧振變換器工作在升壓模式即開關(guān)頻率fs<1時，原邊開關(guān)管關(guān)斷損耗及關(guān)斷電流[9]為

式中：n為變壓器匝比；Lm為激磁電感；Coss為原邊MOS管的結(jié)電容；tf為MOS管關(guān)斷時間；fs為開關(guān)頻率。可以看出關(guān)斷電流隨著輸出電壓增大而增大，相應(yīng)地關(guān)斷損耗也增大。

根據(jù)Steinmetz公式，變壓器的磁損[9]為

式中：VT為變壓器的磁芯體積；PV_T為變壓器磁芯的單位體積損耗，由磁芯材料決定，文中采用3C95材料磁芯，Cm=7.28×10-5，頻率冪指數(shù) α=1.737，磁密冪指數(shù)β=2.945；Bm_T為最大工作磁密，由電磁感應(yīng)定律推導(dǎo)出。隨著變換器輸出電壓升高，工作頻率降低，變壓器工作磁密增大。當(dāng)變換器工作在最大輸出電壓時，工作頻率最低，此時變壓器工作磁密最大，且式（3）磁損中β高于α，磁損顯著上升。

圖3給出了LLC變換器工作設(shè)計在亞諧振頻率升壓模式即開關(guān)頻率fs<1的“兩段式”設(shè)計方案，設(shè)計參數(shù)見表1。將200～450 V的輸出電壓范圍段分成兩段，AB段輸出電壓為240～450 V，固定直流母線電壓Vin為最高840 V，此時諧振變換器工作在fs<1處，通過調(diào)節(jié)工作頻率來滿足寬范圍電壓輸出。BC段輸出電壓為200～240 V，固定諧振變換器工作在諧振頻率附近，控制直流母線電壓Vin為實(shí)時跟蹤輸出電壓需求變化700～840 V。

圖3 設(shè)計方案1示意Fig.3 Schematic of design scheme 1

表1 方案1諧振變換器設(shè)計參數(shù)Tab.1 Design parameters for resonant converter in scheme 1

圖4為方案1中變換器各部分損耗和總損耗在不同輸出電壓下的分布對比。圖中，Pcon_M為原邊開關(guān)管的導(dǎo)通損耗；Poff_M為原邊開關(guān)管的關(guān)斷損耗；Pcon_D為副邊整流二極管的損耗；PFe_Lr為諧振電感的鐵損；PCu_Lr為諧振電感的銅損；PCu_T為變壓器的銅損；PFe_T為變壓器的鐵損；Pesr為考慮電容的ESR損耗。在輸出電壓200～400 V時變換器輸出最大電流為25 A，在輸出電壓400～450 V時變換器輸出最大功率為10 kW。在輸出電壓450 V時變壓器磁損為40.4 W，占變換器總損耗比例較高為18%；隨著輸出電壓降低，變換器磁損逐漸降低至輸出350 V時的16 W（占比9%），在輸出250 V時的僅為5 W（占比3%）。因?yàn)樽儞Q器工作在450 V最大輸出功率時，工作頻率為最低頻率81 kHz，此時偏離諧振頻率最遠(yuǎn)，而250 V輸出時變換器工作在136 kHz靠近諧振頻率。變換器工作于LLC模式時，當(dāng)輸出電壓寬范圍變化至最大電壓輸出時，工作頻率偏離諧振頻率較遠(yuǎn)，導(dǎo)致變壓器磁損顯著上升。同時變換器開關(guān)管的關(guān)斷電流也是隨著工作電壓的升高而升高，在450 V輸出時最大，此時原邊開關(guān)管關(guān)斷損耗為35.7 W，在變換器總損耗中占比較大（占比11%），而靠近諧振點(diǎn)工作的250 V電壓輸出時關(guān)斷損耗為8.7 W,僅占變換器總損耗的7%。

圖4 方案1不同輸出電壓理論損耗分布對比Fig.4 Comparison among theoretical loss distributions with different output voltages in scheme 1

方案1中諧振變換器通過固定頻率在諧振頻率，調(diào)節(jié)直流母線進(jìn)行調(diào)壓使得輸出電壓范圍在200～240 V低壓段，通過調(diào)節(jié)頻率來進(jìn)行調(diào)節(jié)電壓輸出的區(qū)域主要工作在亞串聯(lián)諧振模式，隨著輸出電壓升高變換器逐漸偏離諧振頻率點(diǎn)。在輸出電壓最高450 V時，偏離諧振點(diǎn)最遠(yuǎn)，此時輸出滿載功率變換器效率下降。作為對比，圖5給出了固定工作頻率在諧振頻率，通過調(diào)節(jié)直流母線電壓來進(jìn)行輸出電壓高圧段330～400 V的調(diào)節(jié)，固定直流母線進(jìn)行頻率調(diào)節(jié)來調(diào)節(jié)電壓的區(qū)域主要工作在超諧振頻率模式的設(shè)計思路。與方案1對比，方案2的“三段式”增加了CD段的超諧振頻率調(diào)頻工作模式，方案2的設(shè)計參數(shù)見表2。

圖5 設(shè)計方案2示意Fig.5 Schematic of design scheme 2

表2 方案2諧振變換器實(shí)驗(yàn)參數(shù)Tab.2 Experimental parameters of resonant converter in scheme 2

在輸出電壓低于330 V時變換器工作在超諧振頻率模式，隨著輸出電壓下降，工作頻率升高，逐漸偏離諧振點(diǎn)。偏離諧振點(diǎn)越遠(yuǎn)，諧振電流滯后諧振腔電壓相位越大，原邊開關(guān)管關(guān)斷電流上升顯著，直至峰值電流關(guān)斷，關(guān)斷損耗增加迅速。圖6給出了變換器各部分損耗和總損耗不同輸出電壓下的分布對比。在輸出450 V時變換器工作在亞諧振頻率調(diào)頻模式靠近諧振頻率處，此時關(guān)斷電流較小，原邊開關(guān)管關(guān)斷損耗僅為8.2 W，占變換器總損耗的5%。隨著輸出電壓的降低，350 V輸出時變換器工作在諧振頻率處，關(guān)斷損耗也較小，為6.2 W（占比4%）。當(dāng)變換器隨著輸出電壓逐漸降低工作在超諧振頻率模式時，原邊開關(guān)管關(guān)斷電流上升。圖6中，在250 V輸出電壓時，工作頻率偏離諧振頻率較遠(yuǎn)，原邊開關(guān)管關(guān)斷電流較大，導(dǎo)致開關(guān)管關(guān)斷損耗顯著上升至81 W，占變換器總損耗33%，效率下降快。

圖6 方案2不同輸出電壓理論損耗分布對比Fig.6 Comparison among theoretical loss distributions with different output voltages in scheme 2

按照2種方案的設(shè)計參數(shù)搭建樣機(jī)，圖7為兩種方案下的理論計算效率與實(shí)驗(yàn)效率曲線。由圖可見方案2在諧振點(diǎn)處輸出電壓330 V以上工作在亞諧振頻率調(diào)頻模式，效率均高于全部工作在亞諧振頻率調(diào)頻模式的方案1“兩段式”設(shè)計。變換器輸出電壓低于330 V進(jìn)入超諧振頻率調(diào)頻模式時，隨著輸出電壓下降，效率下降明顯。方案2中超諧振頻率調(diào)頻模式在靠近諧振頻率附近時，還能維持較高效率，高于方案1。在輸出電壓320 V以下時，方案2效率低于方案1。實(shí)驗(yàn)效率曲線與理論效率曲線雖然有誤差，但趨勢一致，而且兩種方案的理論和實(shí)驗(yàn)效率交匯點(diǎn)均在320 V左右。

圖7 不同電壓下兩種方案理論、實(shí)驗(yàn)效率對比Fig.7 Comparison between theoretical and experimental efficiencies under different voltages in two schemes

3 諧振變換器優(yōu)化方案設(shè)計及實(shí)驗(yàn)結(jié)果

考慮到實(shí)際應(yīng)用場合中，電動汽車電池充電壓在200～250 V工作時間較短[10]，后面優(yōu)化設(shè)計主要考慮250 V以上電壓段效率。結(jié)合前文分析的亞諧振頻率模式和超諧振頻率模式的損耗對比，將諧振狀態(tài)下的電壓點(diǎn)上限設(shè)計在320 V，見圖8。AB段320～450 V設(shè)計在亞諧振頻率調(diào)頻模式即fs＜1段，BC段設(shè)計固定變換器工作在諧振頻率附近，調(diào)節(jié)直流母線電壓Vin為實(shí)時跟蹤輸出電壓需求變化700～840 V,維持諧振頻率附近的高效，實(shí)現(xiàn)輸出電壓從267～320 V變化。CD段設(shè)計在超諧振頻率模式即fs＞1段，此時直流母線電壓控制在最低電壓700 V處，調(diào)節(jié)頻率控制電壓輸出。

圖8 優(yōu)化設(shè)計方案3示意Fig.8 Schematic of optimized design scheme 3

設(shè)計諧振點(diǎn)處電壓Vo_N在320 V處，變壓器匝比，實(shí)際選取原副邊匝比為64/25。變換器最大增益1.37，最小增益。

開關(guān)頻率影響著磁性器件的體積以及電路的開關(guān)損耗，提高開關(guān)頻率可以減小磁性器件的體積，但增加開關(guān)器件的開關(guān)損耗，諧振頻率fr設(shè)計在120 kHz。由于考慮變壓器寄生電容、副邊二極管寄生電容對LLC電路工作的影響，最大工作頻率需限制在1.5～2.5倍的諧振頻率處，避免寄生參數(shù)在高頻下對輸出直流增益調(diào)節(jié)的影響[11-12]，將工作頻率設(shè)計在 80～250 kHz。

激磁電感Lm決定諧振變換器在諧振頻率處的通態(tài)損耗[9]。文獻(xiàn)[13]給出了LLC電路工作于諧振頻率處的原、副邊電流表達(dá)式分別為

式中：Ts為開關(guān)周期，為諧振周期，Io為輸出電流。當(dāng)變換器工作頻率fs、諧振頻率fr、變壓器變比n確定之后，在一定輸出功率情況下，原副邊電流的有效值由激磁電感Lm決定。結(jié)合式（1）和式（2），原邊開關(guān)管的關(guān)斷損耗也取決于激磁電感。激磁電感與變換器通態(tài)損耗和開關(guān)損耗之和的關(guān)系曲線如圖9所示?？梢姡琇m增大可以降低通態(tài)損耗，但增大到一定時，損耗降低不明顯，此時激磁電流iLm相對于諧振腔電流已經(jīng)很小，對原、副邊電流有效值影響較小。

圖9 激磁電感對LLC變換器通態(tài)損耗和開關(guān)損耗之和的影響Fig.9 Impact of magnetizing inductor on the sum of conduction loss and switching loss of LLC converter

Lm影響變換器的增益調(diào)節(jié)能力，Lm越大獲得最大增益調(diào)節(jié)能力越弱[9]。同時Lm需要滿足在死區(qū)時間提供足夠大的關(guān)斷電流給原邊MOS管的Coss進(jìn)行充放電換流，保證下一階段開關(guān)管軟開通，將代入式（2），可得 Lm的上限為

式中，td為死區(qū)時間。在綜合考慮變換器損耗及調(diào)節(jié)能力，選取激磁電感Lm=240 μH。

k值的選取與峰值增益有關(guān)，k值越大，獲得的峰值增益越大，但相同增益下偏離諧振點(diǎn)越遠(yuǎn)，平臺區(qū)時間增大，引起損耗增加[14]?；ǚㄔ谄x諧振頻率時，誤差較大。結(jié)合PSIM仿真搭建變換器模型，增益曲線如圖10所示，在滿足峰值增益的條件下選擇較小的k值，可以減小損耗。設(shè)計時為保留適當(dāng)余量，避免進(jìn)入容性工作區(qū)域，考慮設(shè)計的LLC諧振變換器峰值增益為最大增益的1.2倍。文中選取k=4，根據(jù)k值和激磁電感Lm求出諧振參數(shù)Lr和Cr。

圖10 Lm=240 μH時，不同k的直流增益曲線Fig.10 DC gain curves with different values of k when Lm=240 μH

根據(jù)以上設(shè)計步驟，方案3設(shè)計參數(shù)見表3。

表3 方案3諧振變換器實(shí)驗(yàn)參數(shù)Tab.3 Experimental parameters of resonant converter in scheme 3

3種方案的效率對比見圖11。優(yōu)化調(diào)整設(shè)計諧振點(diǎn)電壓后，隨著輸出電壓的變化，方案3能在較寬范圍維持較高的效率。變換器在輸出電壓Vo=266 V以上時，效率均能達(dá)到97.8%左右，在Vo=300 V時到最高效率97.9%，這段輸出電壓范圍變換器主要工作在諧振頻率附近。在250 V以上電壓段，方案3效率均優(yōu)于方案1，同時高電壓段的效率與方案2接近。方案3實(shí)驗(yàn)效率與理論效率雖然有誤差，但趨勢一致。

圖11 3種方案效率曲線對比Fig.11 Comparison of efficiency curve among three schemes

4 結(jié)語

本文通過理論和實(shí)驗(yàn)分析比較了 “兩段式”和“三段式”充電設(shè)計方案，“兩段式”方案低電壓段工作在諧振頻率通過調(diào)節(jié)直流母線進(jìn)行調(diào)壓，高圧段工作在亞諧振頻率調(diào)頻模式，隨著電壓升高，變壓器鐵損上升顯著，效率降低?！叭问健狈桨父邎R段工作在諧振頻率通過調(diào)節(jié)直流母線進(jìn)行調(diào)壓維持高效，低圧段工作在超諧振頻率調(diào)頻模式，隨著電壓降低，工作頻率升高原邊開關(guān)管關(guān)斷損耗上升顯著，效率降低。在考慮亞諧振頻率模式和超諧振頻率模式效率及調(diào)壓能力基礎(chǔ)上，介紹了一種“三段式”的改進(jìn)方案，設(shè)計諧振點(diǎn)處工作電壓在320 V，能在較寬電壓范圍維持較高的效率。在一臺最大功率10 kW輸出電壓200～450 V寬范圍的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，測得LLC諧振變換器最高效率97.9%，在輸出267 V以上大部分負(fù)載情況下均能達(dá)到97.8%左右的效率。