高亞真，黃守道，付雪婷，王海龍，付睿瀟

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基于電壓注入的雙PWM變流器直流母線電容的在線檢測(cè)

高亞真，黃守道，付雪婷，王海龍，付睿瀟

（湖南大學(xué)，長(zhǎng)沙 410082）

本文提出了一種三相雙PWM變流器的直流母線電容的在線檢測(cè)方法。在空載條件下，將一個(gè)頻率略低于母線頻率的交流電壓信號(hào)注入到雙PWM變流器的直流母線電壓中，在直流輸出側(cè)產(chǎn)生同頻率的功率波動(dòng)。通過(guò)使用數(shù)字濾波器提取直流輸出端的交流電壓和功率分量，利用最小二乘法可以估算出直流母線電容。所提出的方法可以僅通過(guò)軟件實(shí)現(xiàn)而無(wú)需額外的硬件，Matlab/Simulink仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明使用此方法得到的電容值估算誤差較小。

雙PWM變流器；電容估算；電壓注入；數(shù)字濾波器；最小二乘法（RLS）

0 前言

近年來(lái)，三相PWM整流器在工業(yè)場(chǎng)合中的應(yīng)用越來(lái)越廣泛，如軋機(jī)驅(qū)動(dòng)、電梯、不間斷電源、風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)等[1,2]。無(wú)論是從電路拓?fù)溥€是控制策略角度來(lái)說(shuō)，功率整流技術(shù)均已成熟。對(duì)于三相AC-DC-AC PWM整流器，由電解電容器組成的直流母線電容器作為能量緩沖器通常是必不可少的。

一般來(lái)說(shuō)，電解電容器的使用壽命要比功率整流器系統(tǒng)中其他元器件的使用壽命短。由于電解反應(yīng)、溫度、濕度、及系統(tǒng)中其他不定因素等的影響，電容器會(huì)失去最初的特性，電容值也會(huì)隨著使用年限的增加而減小。當(dāng)電容值下降超過(guò)標(biāo)稱值的25%時(shí)，電容器一般被認(rèn)為達(dá)到終止壽命[3,4]。因此，實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)電容器狀態(tài)至關(guān)重要。

對(duì)電容器的劣化狀態(tài)檢測(cè)主要分為兩大類(lèi)：離線檢測(cè)和在線檢測(cè)。在離線檢測(cè)中，一些方法是基于電解質(zhì)損耗造成的電容器質(zhì)量減輕；還有一些是基于電容的等效串聯(lián)電阻隨著電容使用年限增加而增加。這些方法都需要將電容器從電子電路中移除，造成了極大的不方便。

針對(duì)電容的在線檢測(cè)，一些方法被陸續(xù)改進(jìn)提出。文獻(xiàn)[5]中提出了基于前饋整流器和buck-boost整流器的電解電容器的劣化診斷方案。該方法利用了電容器的等效串聯(lián)電阻（ESR）隨著其劣化程度增加而增加，并且紋波分量與ESR成比例地變化的特性。文獻(xiàn)[6]提出了通過(guò)處理紋波電壓來(lái)估計(jì)電容的等效串聯(lián)電阻（ESR），從而預(yù)測(cè)電容的壽命。不同于之前的離線檢測(cè)方法，文獻(xiàn)[5]和[6]中，是通過(guò)檢測(cè)相關(guān)變量來(lái)得到電容器的ESR，避免了直接測(cè)量。但如果幾個(gè)電容器之間相互并聯(lián)，則不能預(yù)測(cè)其中單獨(dú)某一個(gè)電容器的故障。另外，文獻(xiàn)[7]和[8]中也提出電容器從投入使用開(kāi)始的壽命預(yù)測(cè)方法，但是涉及的使用算法較為復(fù)雜并且由于電容器特性容易受到系統(tǒng)運(yùn)行頻率和溫度的影響，這使得難以做到精準(zhǔn)預(yù)測(cè)。

為了克服這些困難，本文提出了一種用于AC / DC / AC PWM變流系統(tǒng)的新型在線電容估計(jì)方法，將電壓注入法和RLS方法結(jié)合來(lái)估算母線電容[9-11]。在初始空載條件下，將一個(gè)交流電壓信號(hào)注入到AC / DC PWM變流器的直流母線。當(dāng)負(fù)載在初始狀態(tài)下斷開(kāi)時(shí)，輸入的交流電壓會(huì)在母線側(cè)引發(fā)交流功率波動(dòng)，將交流功率分量和電壓分量提取出來(lái)后，利用最小二乘法來(lái)估算出電容。三相AC / DC / AC PWM變流器的實(shí)驗(yàn)結(jié)果也驗(yàn)證了該算法的有效性。

1 基于電壓注入法的直流母線電容的在線檢測(cè)

1.1 三相AC/DC/AC PWM變流系統(tǒng)拓?fù)?/h3>

圖1所示為三相AC/DC /AC PWM變流系統(tǒng)以及后端的PMSM負(fù)載，前端整流器模塊的控制框圖包括直流母線電壓控制環(huán)和兩個(gè)電流控制環(huán)。其中的交流相電流被轉(zhuǎn)換至d-q同步參考軸系。為了保證電源側(cè)功率因數(shù)一致，q軸電流采用i=0的控制，對(duì)于i采用直流電壓恒定的控制策略。后端機(jī)側(cè)采用傳統(tǒng)的矢量控制。

圖1 雙PWM 變流系統(tǒng)框圖

1.2 電壓注入法

在穩(wěn)態(tài)時(shí)，AC/DC/AC PWM 變流系統(tǒng)的直流母線電壓是恒定的，除開(kāi)關(guān)頻率相關(guān)的紋波分量外，很難從恒壓信號(hào)中獲得系統(tǒng)的有效信息。為了達(dá)到參數(shù)估算的目的，需要在系統(tǒng)中注入激勵(lì)信號(hào)。本文將一個(gè)低頻交流電壓分量注入進(jìn)原本恒定的直流母線電壓中：

其中，注入電壓幅值V為10V，頻率為2πf=2π30rad/s。

1.3 電容估算原理

由于電容估算的精度取決于注入交流電壓的控制性能，因此應(yīng)精確控制直流母線電壓。所以引入了前饋補(bǔ)償控制器。

如果忽略變流器損耗，則直流母線兩側(cè)的功率平衡可以表示為式（2）

采用單位功率因數(shù)控制情況下，則有

忽略整流器側(cè)的電壓降時(shí)，則有

式中，為交流電壓源的有效值。

可以得出，前饋補(bǔ)償?shù)膁軸電流參考值應(yīng)為

進(jìn)行信號(hào)注入后的直流母線電壓參考值為

實(shí)際上，V0>>V，則

前饋補(bǔ)償項(xiàng)如式（11）

圖2為涉及電容估算算法模塊的三相AC / DC /AC PWM變流系統(tǒng)的控制框圖。圖中有一個(gè)直流母線電壓控制環(huán)和兩個(gè)dq電流控制環(huán)路。三相電流在同步參考系中轉(zhuǎn)換為d軸和q軸電流。對(duì)于單位功率因數(shù)運(yùn)行工況，d軸電流被控制為零。對(duì)d軸電流進(jìn)行控制以保持直流電壓恒定。在負(fù)載條件下，如果直流輸出電壓被很好地控制在其參考值，則d軸參考電流可以響應(yīng)有功功率分量，直流母線電壓保持恒定（不考慮開(kāi)關(guān)頻率相關(guān)的紋波分量）。

由于注入的電壓分量，變流器的的d軸電流包含具有相同頻率的紋波分量。直流母線電容的功率可以根據(jù)源端變流器的輸出功率與負(fù)載側(cè)變流器的輸入功率之間的差值來(lái)計(jì)算。使用帶通濾波器就可以提取功率紋波分量并用RLS方法估計(jì)電容值。

圖2 在線檢測(cè)電容方法的控制框圖

1.4 濾波器

為了從得到的直流母線功率和母線電壓中得到注入頻率附近的交流分量，以此來(lái)進(jìn)行電容檢測(cè)，設(shè)置了帶通濾波器來(lái)提取30Hz的交流電壓和頻率分量。

K是增益，Q是質(zhì)量因數(shù)，f是截止頻率，w=2πf。濾波器輸出特性受質(zhì)量因數(shù)影響較小，因?yàn)樵?0Hz頻率附近無(wú)其它分量，取K=1，Q=4，f=30Hz。

2 RLS法

電容的功率和電壓之間的關(guān)系如式（12）所示，使用帶通濾波器以后，如式（13）所示：

其中，[·]表示帶通濾波器。

然后，參數(shù)未知的電容就可以通過(guò)最小二乘法估算得到。

RLS算法迭代地最小化最小二乘法成本函數(shù)，允許每當(dāng)新數(shù)據(jù)可用時(shí)在每個(gè)采樣間隔更新系統(tǒng)的估計(jì)參數(shù)。

考慮到誤差標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范，誤差成本函數(shù)如式（14）：

3 Matlab/Simulink仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提出的研究方法的有效性與正確性，在Matlab/simulink環(huán)境下搭建系統(tǒng)仿真模型進(jìn)行仿真后，在實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行驗(yàn)證，系統(tǒng)相關(guān)參數(shù)見(jiàn)表1，實(shí)驗(yàn)裝置如圖3所示。

表1 系統(tǒng)參數(shù)

雖然本文的仿真驗(yàn)證模型是基于三相AC/DC/AC PWM變流系統(tǒng)，但實(shí)際上只有變流器的整流器側(cè)被用于電容值的在線檢測(cè)。空載條件下，變流器的逆變器側(cè)對(duì)結(jié)果無(wú)影響。

在DSP中進(jìn)行控制程序的編寫(xiě)，AC/DC/AC的功率容量使用IGBT模塊的PWM變流器為3kVA。雖然三相AC/DC/AC PWM變流器是為感應(yīng)電機(jī)驅(qū)動(dòng)器準(zhǔn)備的，但只有源端AC/DC PWM整流器用于電容器組診斷，而PWM逆變器處于空閑狀態(tài)。

圖4為直流母線電容的功率，其中（a）為濾波之前，（b）為經(jīng)過(guò)帶通濾波器以后的波形。由圖5可以看出，經(jīng)過(guò)BPF后，30Hz以外的其它諧波分量幾乎被完全濾除。

圖6所示為直流母線電壓，系統(tǒng)控制性能較好。

圖7為采用本文所提出的方法得到的電容，分別約為A=38700μF、B=32900μF，估算誤差分別為0.76%、0.30%。（b）和（c）分別為對(duì)直流母線電壓和電流的微分，在0.5s時(shí)，電容值發(fā)生突變，但仍然可以快速地檢測(cè)出新的電容值，同時(shí)具有較高的檢測(cè)精度。

圖4 電容功率

圖5 電容功率的諧波含量

圖6 信號(hào)注入后的母線電壓參考值和實(shí)際值

圖7 在線檢測(cè)電容值

4 結(jié)論

本文提出了一種新的基于最小二乘法的對(duì)三相PWM變流系統(tǒng)直流母線電容的在線檢測(cè)方法。向直流母線電壓注入一個(gè)可控的交流電壓，對(duì)應(yīng)地，在直流輸出側(cè)產(chǎn)生功率波動(dòng)。然后利用最小二乘法對(duì)直流母線電壓和功率的交流分量進(jìn)行處理，得到直流母線電容值。

由實(shí)驗(yàn)分析可得如下結(jié)論：該方法不需要建立數(shù)學(xué)模型，受參數(shù)擾動(dòng)的影響較小；數(shù)據(jù)量小，檢測(cè)結(jié)果偏差小，可靠性高；算法簡(jiǎn)便，可以做到實(shí)時(shí)快速的準(zhǔn)確檢測(cè)。

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OnlineDetectionof DC-link Capacitors for Dual-PWM Converter based on Voltage Injection

GAOYazhen,HUANGShoudao, FUXueting,WANG Hailong, FU Ruixiao

(Hunan University, Changsha 410082, China)

In this paper, a new method for the online estimation of DC-link Capacitors in three-phase AC-DC-DC PWM converter was proposed. At no-load condition, a controlled AC voltage with a lower frequency than the line frequency is injected into the DC-link voltage, which then causes the AC power ripples at the DC output side. By extracting the AC voltage and power components on the DC output side using digital filters, the capacitance can be calculated by using the recursive least squares(RLS) method. The proposed method can be implemented by software alone without additional hardware. The simulation results of Matlab/Simulink show that the error of capacitance value obtained by this method is very small.

dual-PWM converter;capacitor estimation;voltage injection;digital filter; recursive least squares(RLS)

TM46

A

1000-3983(2018)06-0079-05

國(guó)家自然科學(xué)基金青年項(xiàng)目(51707062)；中國(guó)博士后科學(xué)基金資助項(xiàng)目(2016M602407)

2018-06-20

高亞真（1993-），現(xiàn)為湖南大學(xué)電氣工程全日制碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。