申明, 張曉斌

(西北工業(yè)大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院, 陜西 西安 710072)

微網(wǎng)柔性并網(wǎng)接口是由基于電壓源換流器低壓直流輸電(voltage source converter-low voltage direct current,VSC-LVDC)系統(tǒng)直流母線上并聯(lián)儲(chǔ)能裝置構(gòu)成,具有不需外部電網(wǎng)提供換相電壓、能實(shí)現(xiàn)靈活四象限運(yùn)行、平抑功率波動(dòng)和故障隔離等優(yōu)點(diǎn),越來(lái)越受到國(guó)內(nèi)外學(xué)者的關(guān)注[1-4]。其中,雙向DC-DC變換器(bidirectional DC-DC converters,BDC)是實(shí)現(xiàn)儲(chǔ)能系統(tǒng)(energy storage systems,ESS)與直流母線間能量交互以及穩(wěn)定直流母線電壓的核心裝置。

ESS的輸出電壓及電流范圍較寬,這就要求BDC具備較寬的電壓增益范圍以及功率接納能力。為了適應(yīng)寬范圍電壓輸入場(chǎng)合,國(guó)內(nèi)外學(xué)者主要從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略兩方面對(duì)BDC進(jìn)行了大量研究。采用移相控制的雙主動(dòng)全橋(dual active bridge, DAB)BDC以其系統(tǒng)慣性小、易于實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)等優(yōu)點(diǎn)成為應(yīng)用最多的BDC,但當(dāng)輸入與輸出電壓不匹配或輕載時(shí),環(huán)流較大、開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷電流較大以及難以實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通(zero voltage switching,ZVS)等問(wèn)題造成工作效率大幅下降。雖然文獻(xiàn)[5-6]分別提出了雙重移相和三重移相控制控制策略,但都未顯著提高該變換器的工作效率而且隨著控制量的增加,控制難度也隨之增大。

為了改善BDC的軟開(kāi)關(guān)特性,諧振技術(shù)如LC串聯(lián)諧振、LC并聯(lián)諧振、LCC諧振以及LLC諧振等諧振電路被應(yīng)用到BDC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中,其中LLC變換器,相對(duì)于其他諧振電路,以其在寬電壓范圍輸入下,功率密度高,電磁干擾可有效降低,環(huán)流能量最小,以及在全負(fù)載范圍內(nèi)均可實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開(kāi)關(guān)管ZVS和二次側(cè)整流二極管的零電流關(guān)斷(zero current switching,ZCS)等優(yōu)異的綜合性能而引起了廣泛關(guān)注[7-10]。文獻(xiàn)[11]提出了LLC諧振型BDC變換器,正向運(yùn)行時(shí)與LLC諧振變換器相同,反向運(yùn)行時(shí)僅相當(dāng)于傳統(tǒng)的全橋變換器,文獻(xiàn)[12]基于文獻(xiàn)[11]所提拓?fù)?在變換器的副邊添加了諧振電容,但由于結(jié)構(gòu)不對(duì)稱,變換器正向運(yùn)行和反向運(yùn)行的諧振頻率特性和增益特性差異較大,導(dǎo)致其參數(shù)設(shè)計(jì)和控制的復(fù)雜度和難度增大。文獻(xiàn)[13]提出了CLLLC諧振型BDC變換器,雖然實(shí)現(xiàn)了結(jié)構(gòu)對(duì)稱,但增加了諧振元件個(gè)數(shù),也增加了諧振參數(shù)和控制難度。文獻(xiàn)[14]提出了L-LLC諧振型BDC變換器,該變換器在正向和反向運(yùn)行中的電路結(jié)構(gòu)完全相同,但由于其同步控制策略使其電壓增益范圍較窄,且系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性較差。文獻(xiàn)[15]將變頻-移相混合控制策略應(yīng)用于L-LLC諧振型BDC變換器,雖然該方法使得系統(tǒng)的運(yùn)行效率較高,但對(duì)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能改善不大。

基于以上原因,本文提出了將PI和最優(yōu)軌跡混合控制(optimal trajectory control,OTC)策略應(yīng)用于L-LLC型BDC變換器。在系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時(shí),采用PI控制來(lái)減少穩(wěn)態(tài)誤差,當(dāng)出現(xiàn)負(fù)載跳變時(shí),采用OTC實(shí)現(xiàn)對(duì)系統(tǒng)的快速跟蹤,該方法可實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍內(nèi)輸入側(cè)開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通和輸出側(cè)整流管的零電流關(guān)斷,運(yùn)行效率高,同時(shí)有效提高了變換器的動(dòng)態(tài)性能。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與儲(chǔ)能接口電路拓?fù)?/h2>

柔性并網(wǎng)接口系統(tǒng)結(jié)構(gòu)由配網(wǎng)側(cè)換流器(VSC1)、微網(wǎng)側(cè)換流器(VSC2)和儲(chǔ)能單元三部分組成,如圖1所示,換流器VSC1和VSC2采用三相兩電平結(jié)構(gòu)。圖中,Ls1,2為濾波電感,us1abc為配網(wǎng)三相交流電壓,is1abc為配網(wǎng)側(cè)三相交流電流,uc1abc為換流器VSC1交流側(cè)三相電壓,us2abc為微網(wǎng)三相交流電壓,is2abc為微網(wǎng)側(cè)三相交流電流,uc2abc為換流器VSC2交流側(cè)三相電壓,儲(chǔ)能裝置通過(guò)接口單元并接在VSC-LVDC系統(tǒng)的直流母線。

圖1 柔性并網(wǎng)接口系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

儲(chǔ)能裝置接口單元采用的L-LLC-BDC變換器結(jié)構(gòu)如圖2所示,變換器原邊、副邊均采用全橋結(jié)構(gòu),變換器的Vin為儲(chǔ)能裝置接口單元的輸入電壓,V0為直流母線電壓。Lm1為勵(lì)磁電感,Lr為諧振電感,Cr為諧振電容,Lm2為附加電感。開(kāi)關(guān)管S1-S4為變壓器原邊開(kāi)關(guān)管,S5-S8為變壓器副邊開(kāi)關(guān)管。變換器正向工作為儲(chǔ)能系統(tǒng)放電模式,反向工作為儲(chǔ)能系統(tǒng)充電模式。若令Lm1的電感量與Lm2的電感量相等,則該變換變換器正向與反向的工作原理完全相同,故本文只對(duì)該變換器正向工作原理進(jìn)行分析。開(kāi)關(guān)管S1-S4構(gòu)成逆變網(wǎng)絡(luò),Lm2、Lm1、Lr、Cr構(gòu)成諧振腔,開(kāi)關(guān)管S5-S8的反并聯(lián)二極管Ds5-Ds7構(gòu)成整流網(wǎng)絡(luò)。

圖2 L-LLC-BDC的電路拓?fù)?/p>

2 L-LLC-BDC的狀態(tài)平面分析

2.1 L-LLC-BDC的工作原理

為了簡(jiǎn)化分析,假設(shè)輸出電容足夠大,輸出電壓V0可始終保持恒定。圖3、4分別為L(zhǎng)-LLC-BDC變換器當(dāng)fs=fr,fsfr穩(wěn)態(tài)時(shí)域波形和相應(yīng)的諧振運(yùn)行模態(tài)。

圖3 L-LLC-BDC穩(wěn)態(tài)時(shí)域波形

圖4 L-LLC-BDC的諧振運(yùn)行模態(tài)及等效電路

各模態(tài)的工作情況描述如下:

1) 運(yùn)行模態(tài)1:S1和S4處于導(dǎo)通狀態(tài),Lm1被鉗位于輸入電壓Vin,Lm2被鉗位于輸出電壓V0,均不參與諧振。Lr與Cr組成串聯(lián)諧振電路。能量經(jīng)過(guò)變壓器流向負(fù)載,Ds5,Ds8自然導(dǎo)通。

2) 運(yùn)行模態(tài)2:S1和S4零電壓導(dǎo)通,當(dāng)電感電流iLr與勵(lì)磁電流iLm1相等,此時(shí)二次側(cè)電流下降為零,能量不經(jīng)過(guò)變壓器流向負(fù)載。二極管Ds5,Ds8零電流關(guān)斷,不存在反向恢復(fù)的問(wèn)題,實(shí)現(xiàn)了ZCS。此模態(tài)發(fā)生在fs

3) 運(yùn)行模態(tài)3:S1和S4處于導(dǎo)通狀態(tài),能量經(jīng)過(guò)變壓器流向負(fù)載,但二次側(cè)的電流方向發(fā)生變化,此模態(tài)發(fā)生在fs>fr,Lr與Cr組成串聯(lián)諧振電路。能量經(jīng)過(guò)變壓器流向負(fù)載,DS6,DS7自然導(dǎo)通。

模態(tài)4,5,6為S2和S3處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí),變換器在另一半周期的工作狀態(tài),其工作原理與上半周期類似,這里不再贅述。

2.2 L-LLC-BDC諧振電路分析

為了方便推導(dǎo)諧振運(yùn)行模態(tài)的時(shí)域和軌跡方程,現(xiàn)定義參數(shù)如下:

1) 根據(jù)諧振運(yùn)行模態(tài)1的等效電路,時(shí)域方程可表示為:

(1)

求解一階微分方程組,定義電流和電壓的規(guī)范化系數(shù)為:Ibase=Vin/ZrVbase=Vin,可以得到:

(2)

則諧振運(yùn)行模態(tài)1的軌跡方程可表示為:

(3)

2) 根據(jù)諧振運(yùn)行模態(tài)2的等效電路。時(shí)域方程可表示為:

(4)

求解一階微分方程組,定義電流和電壓的規(guī)范化系數(shù)為:Ibase=Vin/Z0,Vbase=Vin,可以得到:

(5)

則諧振運(yùn)行模態(tài)2的軌跡方程可表示為:

(6)

3) 諧振運(yùn)行模態(tài)3與模態(tài)1的求解方法類似,不同之處在于諧振腔電壓為Vin+V0,因此諧振運(yùn)行模態(tài)3的軌跡方程可表示為:

(7)

同理,可求出諧振運(yùn)行模態(tài)4,5,6的軌跡方程可表示為:

(8)

對(duì)于全橋電路來(lái)講,在運(yùn)行模態(tài)1內(nèi),也就是當(dāng)fs=fr時(shí),V0=Vin,即V0N=1,則模態(tài)1軌跡方程的圓心為(0,0)?；谝陨螸-LLC-BDC諧振運(yùn)行模態(tài)分析,可以得到其穩(wěn)態(tài)軌跡轉(zhuǎn)換如圖5所示。

圖5 L-LLC-BDC的穩(wěn)態(tài)軌跡轉(zhuǎn)換

3 L-LLC諧振電路控制策略

圖6為PI與最優(yōu)軌跡混合控制的控制系統(tǒng)框圖。當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時(shí)采用PI來(lái)進(jìn)行環(huán)路補(bǔ)償,通過(guò)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)管的頻率來(lái)控制輸出電壓。最優(yōu)軌跡控制法則是當(dāng)出現(xiàn)負(fù)載跳變時(shí),根據(jù)控制命令(負(fù)載電流值)計(jì)算出最佳的開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)刻來(lái)實(shí)現(xiàn)兩個(gè)軌跡的轉(zhuǎn)換以保證良好的動(dòng)態(tài)性能。

圖6 PI-最優(yōu)軌跡控制控制框圖

為了使L-LL-BDC變換器獲得最高效率,一般將工作點(diǎn)設(shè)計(jì)在諧振頻率點(diǎn)附近,也即工作在運(yùn)行模態(tài)1和模態(tài)4。負(fù)載越重,軌跡的半徑就越大。當(dāng)負(fù)載從輕載跳變到重載時(shí)的PI-最優(yōu)軌跡控制如圖7所示。

圖7 負(fù)載跳變時(shí)的控制軌跡

諧振腔電流的有效值為:

(9)

(9)式可變形為:

(10)

由圖8可知,當(dāng)fs=fr時(shí):

(11)

規(guī)范化的諧振電流和勵(lì)磁電流為:

(12)

由圖中三角形ABO,可求得uCrN的值為:

(13)

t1時(shí)刻的負(fù)載電流為輕載時(shí)的電流,故可得:

(14)

圖8 fs=fr時(shí)的穩(wěn)態(tài)軌跡分析

則t4時(shí)刻的uCrN的值為:

(15)

由圖7可知,t2到t3可近似看做是輕載和重載軌跡中間的半圓。因此uCrN(t2)可由(16)式計(jì)算得到:

(16)

因此,當(dāng)負(fù)載從輕載跳變到重載時(shí),S1,S2開(kāi)通時(shí)間應(yīng)該增加ΔTi:

(17)

式中，I=ilr(t1)=ilm1(t1)=V0*T/4Lm1。

同理,可求出當(dāng)負(fù)載從重載跳變到輕載時(shí),S1,S2開(kāi)通時(shí)間應(yīng)該減少ΔTd:

(18)

4 仿真分析

為了驗(yàn)證所提控制策略的正確性,通過(guò)MATLAB仿真軟件對(duì)圖2所示的儲(chǔ)能裝置接口進(jìn)行了仿真分析,仿真模型參數(shù)如表1所示。下面以負(fù)載從輕載跳變到重載的仿真結(jié)果來(lái)說(shuō)明控制策略的有效性。

表1 系統(tǒng)仿真模型參數(shù)

在0.08 s時(shí),負(fù)載從輕載到重載跳變,諧振電流在S1,S4開(kāi)通時(shí)為負(fù),S2,S3開(kāi)通時(shí)刻為正,實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)管的ZVS,流過(guò)整流二極管上電流斷續(xù),實(shí)現(xiàn)了整流二極管的ZCS,有效降低了開(kāi)關(guān)管的動(dòng)態(tài)損耗。圖9為負(fù)載跳變時(shí)輸出電壓波形,在負(fù)載跳變時(shí),復(fù)合最優(yōu)軌跡控制的電壓降幅為1.2 V,調(diào)節(jié)時(shí)間為0.6 ms,而PI控制的電壓降幅為1.8 V,調(diào)節(jié)時(shí)間約為8 ms。圖10為負(fù)載跳變時(shí)諧振腔中諧振電流、諧振電壓的波形。圖11為負(fù)載跳變時(shí)諧振腔中諧振電流、諧振電壓的軌跡。

圖9 負(fù)載跳變時(shí)的輸出電壓波形

圖10 負(fù)載跳變時(shí)的諧振電流與電壓波形

圖11 負(fù)載跳變時(shí)的諧振電壓與電流軌跡

將仿真結(jié)果進(jìn)行對(duì)比分析可以得到:采用復(fù)合最優(yōu)軌跡控制的L-LLC-BDC變換器,實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)管的ZVS和整流二極管的ZCS,降低了系統(tǒng)的功耗;開(kāi)關(guān)頻率提高到71 kHz,能有效減小濾波電路與變壓器的體積,提升功率密度;動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性明顯好于PI控制下的動(dòng)態(tài)特性,波動(dòng)幅度下降30%,調(diào)節(jié)時(shí)間縮短10倍以上,實(shí)現(xiàn)了對(duì)系統(tǒng)的快速跟蹤;諧振電流與電壓的軌跡干凈,僅需一個(gè)周波就可以完成從輕載到重載的跳變,而PI控制的穩(wěn)態(tài)軌跡轉(zhuǎn)換較多,震蕩較大。

5 結(jié) 論

本文將PI-OTC混合控制策略與L-LLC雙向諧振型變換器相結(jié)合,提出了基于PI-OTC混合控制的L-LLC-BDC,理論研究及仿真結(jié)果表明:L-LLC-BDC有效實(shí)現(xiàn)了輸入側(cè)開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通和輸出側(cè)整流管的零電流關(guān)斷,提高了系統(tǒng)的運(yùn)行效率;開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率大幅提高,能有效提升設(shè)備功率密度;具有良好的動(dòng)態(tài)性能,適用于儲(chǔ)能裝置與微網(wǎng)柔性并網(wǎng)系統(tǒng)中的母線聯(lián)接;同時(shí)相對(duì)于最優(yōu)軌跡控制,減小了運(yùn)算的復(fù)雜度。