高志國(guó), 王 偉, 劉 涓

(1. 北京遙感設(shè)備研究所, 北京 100854; 2. 中國(guó)航天科工集團(tuán)第二研究院, 北京 100854)

0 引 言

隨著精確制導(dǎo)技術(shù)的不斷發(fā)展,多模復(fù)合制導(dǎo)技術(shù)得到了廣泛應(yīng)用。雙波段復(fù)合雷達(dá)較常規(guī)雷達(dá)具有更高檢測(cè)概率,更高角跟蹤精度和更強(qiáng)的抗干擾性能。作為其關(guān)鍵技術(shù),共口徑雙波段天線的研究和設(shè)計(jì)在國(guó)內(nèi)外備受關(guān)注。目前的共口徑雙波段天線實(shí)現(xiàn)方式主要有微帶交織[1-22]、反射面天線[23-24]、波導(dǎo)縫隙陣[25-30]3種。微帶交織結(jié)構(gòu)靈活,可用條形貼片交織[1-11]、條形槽交織[12-14]、環(huán)形貼片交織[15-18]、環(huán)形槽交織[19]、十字貼片交織[20-21]、十字形槽交織[22-24]等,但是微帶損耗大、效率低,互耦較強(qiáng)無法解算導(dǎo)致很難實(shí)現(xiàn)低副瓣,不能承受高功率。共口徑雙波段反射面天線[23-24]的缺點(diǎn)是共用一個(gè)反射面,只能優(yōu)先保證一個(gè)波段性能,另一個(gè)波段輻射效率較低,性能指標(biāo)欠佳,而且天線高度較高,轉(zhuǎn)動(dòng)慣量大。文獻(xiàn)[23]中高頻段效率50%,低頻段效率只有15%。文獻(xiàn)[24]中Ku波段副瓣為-20 dB,X波段副瓣為-13 dB。文獻(xiàn)[25]設(shè)計(jì)了一種毫米波雙頻正交極化波導(dǎo)縫隙陣,由窄邊波導(dǎo)縫隙陣和寬邊波導(dǎo)縫隙陣間隔排布組成,工作于30 GHz和35 GHz兩個(gè)毫米波頻段,這種形式兩個(gè)波段極化正交,無法用于雙波段同極化天線。文獻(xiàn)[26]設(shè)計(jì)了一種由波導(dǎo)縫隙陣和微帶貼片天線實(shí)現(xiàn)的Ku/X雙波段共口徑單脈沖天線,Ku波段副瓣-22 dB,X波段副瓣-9 dB。文獻(xiàn)[27]設(shè)計(jì)了一種由波導(dǎo)縫隙陣和微帶偶極子實(shí)現(xiàn)的Ku/C雙波段共口徑單脈沖天線,Ku波段副瓣-24 dB,C波段副瓣-14.5 dB。這兩種復(fù)合形式[26-27]中微帶貼片和微帶偶極子的功率容量有限,無法用于大功率導(dǎo)引頭,且互耦無法解算較難實(shí)現(xiàn)低副瓣。目前由縫隙陣實(shí)現(xiàn)的共口徑雙波段天線[28-30]都是上下分層結(jié)構(gòu),高波段波導(dǎo)在上層,低波段波導(dǎo)在下層,如圖1所示,其缺點(diǎn)是下層低波段天線受上層高波段天線遮擋影響,導(dǎo)致低波段天線較難實(shí)現(xiàn)低副瓣,而且其駐波帶寬很窄。本文提出的這種新型共口徑雙波段天線,是通過將壓縮寬度的高窄脊波導(dǎo)同層間隔排布的方式實(shí)現(xiàn)了共口徑雙波段,克服了上述幾種天線的缺陷。通過優(yōu)化低波段縫隙陣H面間距的設(shè)計(jì)方法降低了兩個(gè)波段的相互干擾,最終在兩個(gè)波段都實(shí)現(xiàn)高性能。

圖1 由縫隙陣實(shí)現(xiàn)的共口徑雙波段天線Fig.1 Co-aperture dual-band waveguide slot array antenna

1 天線結(jié)構(gòu)布局設(shè)計(jì)

天線基本結(jié)構(gòu)如圖2、圖3所示。兩個(gè)波段的脊波導(dǎo)同層間隔排布,每隔兩條高波段脊波導(dǎo)排布一條低波段脊波導(dǎo)。這種結(jié)構(gòu)可以避免已有的文獻(xiàn)[28-31]中兩個(gè)波段上下排布相互遮擋的問題。出于結(jié)構(gòu)排布的要求,脊波導(dǎo)被充分壓縮成高窄的脊波導(dǎo),波導(dǎo)壁厚0.5 mm。E面單元間距排布,按照低波段是高波段的兩倍的原則,在保證不出柵瓣的情況下盡量拉大。

圖2 共口徑雙波段縫隙陣天線示意圖Fig.2 Co-aperture dual-band waveguide slot array antenna schematic

圖3 雙波段脊波導(dǎo)示意圖Fig.3 Dual-band ridge waveguide cross section

波導(dǎo)內(nèi)微波傳輸衰減常數(shù)計(jì)算公式[31]為

(1)

式中,f為工作頻率,單位為GHz;f0為截止頻率;a為波導(dǎo)寬度;b為波導(dǎo)高度。

由式(1)可知,減小波導(dǎo)尺寸比值b/a,衰減增大。根據(jù)脊波導(dǎo)等效a、b邊尺寸計(jì)算本文中脊波導(dǎo)的衰減常數(shù),Ku波段衰減增加0.7 dB/m,Ka波段衰減增加1 dB/m,通過輻射波導(dǎo)最大傳輸路徑,可算出Ku波段衰減增加約0.07 dB,Ka波段增加約0.1 dB。波導(dǎo)壓縮后也會(huì)降低波導(dǎo)擊穿功率,但其擊穿功率仍有幾十kW,遠(yuǎn)大于小型雷達(dá)工作功率。

2 天線理論分析

2.1 陣面輻射縫隙設(shè)計(jì)

波導(dǎo)縫隙陣列天線具有結(jié)構(gòu)緊湊、機(jī)械強(qiáng)度好、饋電損耗低、輻射效率高、功率容量大和可靠性高等優(yōu)點(diǎn),在雷達(dá)和微波通信系統(tǒng)中獲得了廣泛應(yīng)用?？p隙陣輻射縫隙間的互耦可以精確解算,因此可以使每個(gè)輻射單元精確實(shí)現(xiàn)其幅相分布,獲得需要的方向圖。

對(duì)于單模的脊波導(dǎo)縫隙陣設(shè)計(jì),由Elliott關(guān)于脊波導(dǎo)縫隙面陣的3個(gè)基本公式(式(2)～式(4))建立輻射縫隙面陣的求解方程組[32]，即

(2)

(3)

(4)

(5)

(6)

通過縫隙參數(shù)提取可以計(jì)算脊波導(dǎo)輻射縫隙的諧振長(zhǎng)度曲線和導(dǎo)納曲線,通過方向圖綜合可以得到陣面電壓分布。已知縫隙諧振長(zhǎng)度曲線、導(dǎo)納曲線和電壓分布,數(shù)值迭代求解上面的方程組,可以獲得脊波導(dǎo)輻射縫隙的結(jié)構(gòu)參數(shù)。分別對(duì)兩個(gè)波段求解就可以得到整個(gè)雙波段天饋的初始陣面輻射縫隙參數(shù)。

2.2 相互干擾對(duì)方向圖的影響

共口徑雙波段天線將兩個(gè)波段的脊波導(dǎo)縫隙陣集成到一個(gè)口徑內(nèi),相互間的互耦較強(qiáng),尤其是當(dāng)兩個(gè)天線的極化相同時(shí),互耦對(duì)電性能的影響更加嚴(yán)重。本文以Ka/Ku共口徑雙波段天饋為例來分析兩個(gè)波段天線的相互干擾問題,此設(shè)計(jì)方法適用于所有類似倍頻關(guān)系天線的設(shè)計(jì)。

波導(dǎo)具有“高通”傳輸屬性,低于其截止頻率的微波不能在其內(nèi)部傳輸。一般而言,低頻Ku波段的微波信號(hào),不能耦合入Ka波段脊波導(dǎo)內(nèi)。Ku波段天線工作時(shí),Ka波段輻射縫隙產(chǎn)生的寄生耦合輻射非常小。因此,Ka波段天線對(duì)Ku波段天線的性能影響很小,設(shè)計(jì)時(shí)可以不予考慮。

但是,當(dāng)Ka波段天線工作時(shí),Ku波段天線縫隙上的耦合電場(chǎng)強(qiáng)度與Ka波段縫隙電場(chǎng)強(qiáng)度相當(dāng),而且Ku波段縫隙長(zhǎng)度約為Ka縫隙長(zhǎng)度的兩倍,Ku波段天線縫隙會(huì)對(duì)Ka波段天線縫隙造成周期性干擾,導(dǎo)致Ka波段天線方向圖遠(yuǎn)區(qū)副瓣大幅抬高,形成二階瓣,此二階瓣的出現(xiàn)大大降低天線的各項(xiàng)性能,如圖4所示。

圖4 未考慮Ku波段干擾時(shí)Ka波段天線仿真方向圖Fig.4 Ka-band antenna simulation pattern without consideration of Ku-band interference

下面分析當(dāng)Ka波段縫隙陣天線工作時(shí),Ku波段縫隙上激發(fā)的電場(chǎng)。脊波導(dǎo)輻射縫隙上的縫電壓由3部分組成,表示為

(7)

(8)

(9)

式中,gmn為互耦因子,其兩重積分分別在縫隙m、縫隙n各自的坐標(biāo)系中進(jìn)行,R、R1、R2是圖5中所示的縫隙間距離。

由式(8)、式(9)可知,Ku天饋縫隙上的耦合電場(chǎng)是由其自導(dǎo)納、Ka天饋縫隙電壓、Ku天饋縫隙與Ka天饋縫隙的相對(duì)位置決定的,可以通過改變兩者的相對(duì)位置關(guān)系來降低Ku天饋縫隙上的電場(chǎng)。Ku天饋縫隙與Ka天饋縫隙在E面方向的相對(duì)位置由于結(jié)構(gòu)關(guān)系,無法更改。Ku天饋縫隙與Ka天饋縫隙在H面方向的相對(duì)位置可以通過調(diào)節(jié)Ku天饋H面方向縫隙間距來調(diào)節(jié)。

通過優(yōu)化Ku波段縫隙H面的間距后,根據(jù)式(2)～式(4)重新迭代設(shè)計(jì)共口徑雙波段縫隙陣各參數(shù),其Ka波段的方向圖副瓣明顯改善,如圖6所示,仿真結(jié)果顯示遠(yuǎn)區(qū)二階瓣消失。

圖5 計(jì)算縫隙互耦的幾何關(guān)系Fig.5 Geometry of slots during calculating mutual coupling

圖6 優(yōu)化Ku縫隙間距后Ka天線仿真方向圖Fig.6 Ku-band antenna simulation pattern after optimization of Ku-band slots spacing

2.3 相互干擾對(duì)匹配的影響

由脊波導(dǎo)縫隙陣設(shè)計(jì)的式(4),可知當(dāng)脊波導(dǎo)縫隙的總有源導(dǎo)納為1或2時(shí)(端饋為1,中心饋電為2),達(dá)到端口匹配。 共口徑雙波段縫隙陣中,當(dāng)Ka波段縫隙陣工作時(shí),Ku波段的縫隙也會(huì)形成電場(chǎng)分布,可看作工作在高次模的寄生縫隙。因此,Ka波段輻射縫隙的有源導(dǎo)納,不但受Ka波段輻射縫隙間的互耦影響,還受到Ku波段輻射縫隙的影響。式(3)中的MCmn計(jì)算公式為

(10)

圖7為計(jì)算Ka波段縫隙有源導(dǎo)納特性的模型,模型中2條Ku脊波導(dǎo)縫隙陣夾雜在5條Ka脊波導(dǎo)縫隙陣之間,每條Ka波段脊波導(dǎo)一端都有一個(gè)饋電端口,端口與最近的Ka縫隙中心距離為λgka/2。Ka脊波導(dǎo)另一端短路,短路與最近的Ka縫隙中心距離為λgka/4。Ka波段縫隙之間的距離為λgka/2,滿足駐波陣工作條件。Ku縫隙間距,采用優(yōu)化后對(duì)Ka方向圖影響最小的間距。Ku縫隙縫長(zhǎng)采用Ku波段自由空間半波長(zhǎng)λ0ku/2,Ku縫隙偏置選用Ku波段縫隙陣的平均偏置。Ka縫隙都用相同的偏置dx和縫長(zhǎng)Lslot,在不同的縫隙偏置下,在半波長(zhǎng)附近參數(shù)掃描縫長(zhǎng)。

圖7 仿真計(jì)算Ka波段縫隙有源導(dǎo)納特性的模型Fig.7 Simulation model for calculating K-band slot active admittance

根據(jù)波導(dǎo)縫隙匹配理論,在檢測(cè)端口的Y矩陣參數(shù)可以等效于距測(cè)試端口λg/2出的輻射縫隙的Y矩陣參數(shù),在諧振時(shí),縫隙的等效導(dǎo)納為實(shí)數(shù)。因此,Im(Y(11))=0時(shí),縫隙諧振,此時(shí)的縫隙長(zhǎng)度為縫隙偏置dx情況下的諧振長(zhǎng)度,此時(shí)的導(dǎo)納即為同一條脊波導(dǎo)上所有縫隙的有源導(dǎo)納和。同一條脊波導(dǎo)上的縫隙是并聯(lián)關(guān)系,可假設(shè)相同偏置下其有源導(dǎo)納相等,因此單個(gè)縫隙歸一化有源導(dǎo)納計(jì)算式為

(11)

式中,Y11為端口導(dǎo)納;Z0為脊波導(dǎo)特征阻抗;N為同一條波導(dǎo)上的縫隙數(shù)。

通過dx和Lslot的參數(shù)掃描,即可得到縫隙的諧振長(zhǎng)度曲線和歸一化有源導(dǎo)納曲線。對(duì)圖7中不同條脊波導(dǎo)上的縫隙,分別計(jì)算可得出包含Ku波段影響的Ka波段縫隙諧振長(zhǎng)度曲線和歸一化有源導(dǎo)納曲線,與不包含Ku波段影響的Ka曲線對(duì)比,如圖8和圖9所示。發(fā)現(xiàn)在Ku波段的影響下,Ka波段縫隙有源導(dǎo)納增大,諧振長(zhǎng)度也略有變化。采用包含Ku波段影響的曲線,開展共口徑雙波段天線中Ka波段脊波導(dǎo)縫隙陣的設(shè)計(jì),可以消除Ku波段耦合干擾帶來的駐波失配問題。

圖8 不同位置波導(dǎo)上縫隙的有源導(dǎo)納曲線Fig.8 Active admittance curves of slots at different locations

圖9 不同位置波導(dǎo)上縫隙的諧振長(zhǎng)度曲線Fig.9 Resonant length curves of slots at different locations

3 天線主要性能指標(biāo)仿真結(jié)果

對(duì)Ku/Ka共口徑雙波段波導(dǎo)縫隙陣列天線進(jìn)行建模仿真,仿真模型如圖10所示。Ku波段仿真結(jié)果如圖11和圖12所示,駐波在200 MHz帶寬內(nèi)小于1.35,E面副瓣小于-25.2 dB,H面副瓣小于-28.3 dB,增益為28.7 dB。Ka波段仿真結(jié)果如圖13和圖14所示,駐波在400 MHz帶寬內(nèi)小于1.8,E面副瓣小于-26.1 dB,H面副瓣小于-27.8 dB,增益為34.5 dB。

圖10 Ku/Ka共口徑雙波段波導(dǎo)縫隙陣天線仿真模型Fig.10 Ku/Ka co-aperture dual-band waveguide slot antenna simulation model

圖11 Ku波段駐波仿真結(jié)果Fig.11 Ku-band antenna standing wave simulation results

圖12 Ku波段方向圖仿真結(jié)果Fig.12 Ku-band antenna pattern simulation results

圖13 Ka波段駐波仿真結(jié)果Fig.13 Ka-band antenna standing wave simulation results

圖14 Ka波段方向圖仿真結(jié)果Fig.14 Ka-band antenna pattern simulation results

4 天線主要性能指標(biāo)測(cè)試結(jié)果

按照仿真模型進(jìn)行生產(chǎn)、調(diào)試和測(cè)試,Ku波段的方向圖測(cè)試結(jié)果如圖15和圖16所示,200 MHz帶寬內(nèi)駐波小于1.6,E面副瓣都低于-23 dB,H面副瓣都低于-24.5 dB,實(shí)測(cè)增益28.1 dB。Ka波段的測(cè)試結(jié)果如圖17～圖20所示,400 MHz帶寬內(nèi)駐波小于2,E面副瓣低于-25 dB,H面副瓣低于-27 dB,實(shí)測(cè)增益為33.6 dB。從實(shí)測(cè)結(jié)果可見,Ku波段和Ka波段的E面、H面方向圖與仿真結(jié)果吻合度較高,Ku波段增益實(shí)測(cè)結(jié)果比仿真結(jié)果低0.6 dB,口徑效率為54%,Ka波段增益實(shí)測(cè)結(jié)果比仿真結(jié)果低0.9 dB,口徑效率為47%。

表1為本文所測(cè)結(jié)果與其余文獻(xiàn)所測(cè)結(jié)果的對(duì)比,經(jīng)對(duì)比可發(fā)現(xiàn)本文的副瓣、增益和效率具有明顯優(yōu)勢(shì)。

圖15 Ku波段天線駐波測(cè)試結(jié)果Fig.15 Ku-band antenna standing wave test results

圖16 Ku波段天線E面方向圖測(cè)試結(jié)果Fig.16 Ku-band antenna pattern test results for E surface

圖17 Ku波段天線H面方向圖測(cè)試結(jié)果Fig.17 Ku-band antenna pattern test results for H surface

圖18 Ka波段天線駐波測(cè)試結(jié)果Fig.18 Ka-band antenna standing wave test results

圖19 Ka波段天線E面方向圖測(cè)試結(jié)果Fig.19 Ka-band antenna pattern test results for E surface

圖20 Ka波段天線H面方向圖測(cè)試結(jié)果Fig.20 Ka-band antenna pattern test results for H surface

文獻(xiàn)實(shí)現(xiàn)形式頻段副瓣(高頻/低頻)/dB增益(高頻/低頻)/dB效率(高頻/低頻)[23]反射面天線-18.6/-19.644.0/27.650%/15%[24]反射面天線Ku/X-18/-12.5[25]縫隙陣/窄邊縫隙陣Ka/Ka-20/-17.625.4/24.836%/43%[26]縫隙陣/微帶貼片Ku/X-22/-9[27]縫隙陣/微帶偶極子Ku/C-23/-14.528.2/18.6[28]縫隙陣/SIW縫隙陣Ka/X-22/-17[30]脊波導(dǎo)縫隙陣Ka/X-25/-2032.1/23.044%/47%本文脊波導(dǎo)縫隙陣Ka/Ku-25/-2333.6/28.147%/54%

5 結(jié) 論

本文提出了一種新型的共口徑雙波段波導(dǎo)縫隙陣列天線設(shè)計(jì)方法,該天線由工作于不同波段的兩個(gè)脊波導(dǎo)縫隙陣天線同層間隔排布組成,特別適用于小型雙波段雷達(dá)天線設(shè)計(jì)。文中采用優(yōu)化低波段天線H面間距來減弱相互干擾對(duì)高波段天線方向圖的影響,采用包含兩個(gè)波段縫隙的模型參數(shù)提取高波段縫隙導(dǎo)納參數(shù),消除了相互干擾對(duì)高波段天線駐波匹配的影響。設(shè)計(jì)實(shí)例的測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果比較吻合,表明這種設(shè)計(jì)方法切實(shí)可行,能夠使兩個(gè)波段天線都滿足高增益、低副瓣等需求。