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        非對(duì)稱高回退寬帶Doherty功率放大器實(shí)驗(yàn)研究

        2018-10-11 11:58:52劉國華程知群李江舟
        關(guān)鍵詞:漏極晶體管非對(duì)稱

        劉國華, 程知群, 李江舟, 張 明

        (杭州電子科技大學(xué) 電子信息學(xué)院, 浙江 杭州 310018)

        上世紀(jì)30年代提出的Doherty技術(shù)[1]具有結(jié)構(gòu)簡潔和回退效率高[2]的特性,在采用復(fù)雜調(diào)制技術(shù)和高峰均比信號(hào)傳輸?shù)默F(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中獲得廣泛應(yīng)用[3]。但是,Doherty功率放大器(以下簡稱功放)的相對(duì)帶寬會(huì)受到有源器件輸出電容[4-5]和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)中阻抗變換器[6-7]的限制,這對(duì)Doherty功放的性能帶來很大的影響。文獻(xiàn)[8]提出了一種寬帶Doherty架構(gòu),應(yīng)用GaN器件設(shè)計(jì)了一款適合移動(dòng)通信的雙頻段功放,最大帶寬為400 MHz。在綜合考慮了對(duì)Doherty功放帶寬限制的諸多因素之后,本文設(shè)計(jì)了一款基于非對(duì)稱式結(jié)構(gòu)的高回退寬帶Doherty功放。該功率放大器相對(duì)帶寬拓展到600 MHz,在1.6~2.2 GHz頻率范圍內(nèi)功率回退6 dB和9 dB的效率分別大于42%和36.5%。

        1 原理分析與仿真

        1.1 傳統(tǒng)Doherty功放的理論分析

        傳統(tǒng)的Doherty功放基本結(jié)構(gòu)見圖1。該結(jié)構(gòu)由主輔功放支路和負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)組成,主輔功放支路由輸入匹配網(wǎng)絡(luò)、晶體管和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)3個(gè)部分構(gòu)成。主功放晶體管偏置在AB類狀態(tài),輔助功放偏置在C類狀態(tài)。圖1中虛線框內(nèi)是Doherty功放的負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。主要包括兩條阻抗值分別為ZT和ZL的λ/4阻抗變換線。

        圖1 Doherty功放的基本結(jié)構(gòu)

        晶體管漏極電流直流分量及各次諧波分量與導(dǎo)通角的關(guān)系如圖2所示。在只考慮基波且輸入信號(hào)等分的情況下,飽和時(shí)主輔晶體管會(huì)同時(shí)獲得相同的輸出電壓,但由于主功放晶體管工作在AB類而輔助功放工作在C類,主功放的電流則高于輔助功放的電流,使得主功放支路的飽和輸出功率高于輔助功放的飽和輸出功率,導(dǎo)致整個(gè)Doherty功放的飽和輸出功率低于預(yù)計(jì)值,在飽和輸出功率回退6 dB之后的較低功率點(diǎn),其回退效率也會(huì)大幅度降低[9]。

        1.2 非對(duì)稱Doherty功放結(jié)構(gòu)分析

        非對(duì)稱Doherty功放結(jié)構(gòu)可以提高輸出功率和回退效率[10]。通過以上分析,在輸入信號(hào)等分且Doherty功

        圖2 晶體管漏極電流與導(dǎo)通角關(guān)系

        放處于飽和工作狀態(tài)下,只有主功放輸出電流,此時(shí)主功放的輸出端阻抗為Z0/δ(δ為輸出功率回退量,Z0=50 Ω)。為了彌補(bǔ)輔助功放輸出電流低的缺陷,將主輔功放輸入功率比設(shè)為1∶2,即δ=1/3??梢缘贸鲈谳敵龉β驶赝? dB時(shí)主功放支路的輸出端阻抗為3Z0(150 Ω)。

        設(shè)計(jì)的非對(duì)稱式Doherty功放結(jié)構(gòu)見圖3。輸入端的非對(duì)稱功分器功分比是1∶2,這將在一定程度上彌補(bǔ)主功放電流與輔助功放電流不平衡的缺陷。主功放輸入匹配網(wǎng)絡(luò)端之前接有一段阻抗值為50 Ω的λ/4相位補(bǔ)償線,其作用主要是保證主輔兩路功放的相位一致,最大程度地減小功率損失。本設(shè)計(jì)對(duì)Doherty功放的負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)作了如下兩點(diǎn)改進(jìn)。

        圖3 非對(duì)稱式高回退寬帶Doherty功放結(jié)構(gòu)

        (1) 通過減小λ/4傳輸線的阻抗變換比來增加帶寬。λ/4傳輸線的阻抗變換關(guān)系和工作帶寬的表達(dá)式[11]為

        (1)

        其中,ZT是λ/4傳輸線的特征阻抗,ZL和Z0分別是傳輸線2個(gè)端口的阻抗值,Δf/f0是λ/4線的相對(duì)帶寬,Γm為最大反射系數(shù)。

        分析表明,Z0和ZL值越接近,則相對(duì)帶寬越寬。圖1中一般非對(duì)稱Doherty功放結(jié)構(gòu)中ZT和ZL的阻抗值分別為50 Ω和28.9 Ω,在低功率輸入工作狀態(tài)下,Doherty功放只有主功放導(dǎo)通,此時(shí)主功放的輸出端阻抗3Z0(150 Ω)由負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)中的ZT=50 Ω阻抗變換線調(diào)制到16.7 Ω,阻抗變換比為9(150 Ω/16.7 Ω)。改進(jìn)后的負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)中有3段λ/4阻抗變換線,即T1、T2和T3,根據(jù)公式(1)和短路開路變換規(guī)律,計(jì)算出的阻抗值如圖3中所示。采取同樣的分析方法可以得到在低功率情況下,阻抗從3Z0(150 Ω)變換到50 Ω,其阻抗比為3(150 Ω/50 Ω)。根據(jù)公式(1)可知,較小的阻抗變換比增加了相對(duì)帶寬。

        (2) 通過增加兩段短路微帶線抑制阻抗漂移。傳統(tǒng)Doherty功放的負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò),在功率回退點(diǎn)處,主功放的輸出阻抗ZC計(jì)算如下:

        (2)

        (3)

        (4)

        可以看出,當(dāng)工作頻率偏移中心頻率時(shí), Re[ZC]將在最佳阻抗值上發(fā)生漂移,這會(huì)影響Doherty功放的效率。

        為抑制阻抗隨頻率的漂移,本文在圖3中的A、B兩點(diǎn)各增加一段阻抗值為ZSC的λ/4短路微帶線T4和T5。分析表明,不同的ZSC值下Doherty功放將表現(xiàn)出不同的寬帶特性。類似于前文分析可得到:

        (5)

        (6)

        此時(shí),Re[ZC,N]=Re[ZC]·ξ,其中

        (7)

        經(jīng)分析,當(dāng)工作頻率偏離中心頻率時(shí),ξ>1,即該方案可以有效抑制負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)阻抗隨頻率的衰減。根據(jù)上述分析,在ADS(仿真軟件)中驗(yàn)證了傳統(tǒng)Doherty功放結(jié)構(gòu)和ZSC分別為35、50、100 Ω 3種不同阻抗下的寬帶特性,在飽和與回退輸出功率下的寬帶特性如圖4和圖5所示??梢钥闯?與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)相比,本方案主輔輸出阻抗在較寬頻帶內(nèi)擁有波動(dòng)更為平滑的實(shí)部和虛部,而且偏移最佳阻抗值較小。表明該設(shè)計(jì)在帶寬增強(qiáng)方面具有一定的潛力。經(jīng)過測試和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,最終確定阻抗值ZSC=50 Ω。

        圖4 飽和輸出功率下主輔功放的阻抗響應(yīng)帶寬

        圖5 回退輸出功率下主功放的阻抗響應(yīng)帶寬比較

        2 非對(duì)稱式高回退寬帶Doherty功放設(shè)計(jì)

        為驗(yàn)證該設(shè)計(jì)方案的正確性,使用Cree公司的CGH40010F和CGH40025F兩種晶體管,采用Rogers 4350B板材,介電常數(shù)為3.66,板厚0.762 mm,覆銅層厚度為35 μm。其中主放大器使用CGH40010F晶體管,輔助放大器使用CGH40025F晶體管,主輔放大器柵極偏置電壓分別設(shè)為AB類和C類工作狀態(tài)的-2.7 V和-5.5 V,漏極偏置電壓分別為28 V和32 V。為了增加功放的相對(duì)工作帶寬,晶體管輸入輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)均采用寬帶匹配技術(shù)[12]。

        圖6為設(shè)計(jì)的非對(duì)稱高回退寬帶Doherty功放的實(shí)物照片。圖7和圖8分別為設(shè)計(jì)功放在飽和點(diǎn)、6 dB

        圖6 非對(duì)稱式高回退寬帶Doherty功放實(shí)物照片

        圖7 設(shè)計(jì)功放在飽和功率處的仿真測試結(jié)果

        圖8 在6 dB和9 dB回退功率處的仿真測試結(jié)果

        和9 dB回退點(diǎn)處的輸出功率、漏極效率和增益的仿真測試結(jié)果。從圖中可以看出,所設(shè)計(jì)的Doherty功放實(shí)測飽和輸出功率在43.5~45.0 dBm之間,與仿真結(jié)果一致。飽和漏極效率整個(gè)頻帶內(nèi)在56%~70%之間波動(dòng),輸出功率回退6 dB后漏極效率均大于42%,而且輸出功率回退9 dB后漏極效率也能保持在36.5%~46.5%之間。該Doherty功放在峰均比為8 dB和5 MHz帶寬的單載波 WCMDA 測試信號(hào)條件下,中心頻率為1.9 GHz處的相鄰信道功率比(ACPR)線性結(jié)果如圖9所示。

        圖9 單載波WCMDA測試信號(hào)條件下f0=1.9 GHz處的ACPR結(jié)果

        圖10給出了同等測試條件下整體頻帶內(nèi)Doherty功放的ACPR測試結(jié)果??梢钥闯?未使用線性化技術(shù)所測得的ACPR值低于-25 dBc,若使用數(shù)字預(yù)失真(digital pre-distortion, DPD)等線性化技術(shù),ACPR值將低于-40 dBc。

        本設(shè)計(jì)測試結(jié)果與近幾年發(fā)表的相關(guān)國內(nèi)外研究成果比較見表1。從表1中可以看出,相比較文獻(xiàn)[6,7,9],本設(shè)計(jì)提供了更高的輸出功率回退點(diǎn),能達(dá)到回退9 dB的目的。和同樣回退點(diǎn)的文獻(xiàn)[7]相比,本設(shè)計(jì)的工作帶寬較寬,且飽和漏極效率更高。

        圖10 單載波WCMDA測試信號(hào)條件下ACPR結(jié)果

        設(shè)計(jì)方法工作帶寬/GHz飽和輸出功率/dBm飽和效率/%回退效率/%文獻(xiàn)[6]1.80~2.3041.0~45.063.0~74.050.0~54.0@7.6 dB文獻(xiàn)[7]1.85~2.0544.050.0~55.0≥40.0@9 dB文獻(xiàn)[9]2.14~2.6643.057.0~84.039.0~67.0@6 dB本文1.60~2.2043.5~45.056.0~70.036.5~46.5@9 dB

        3 結(jié)語

        針對(duì)傳統(tǒng)Doherty功放工作帶寬受限與高回退時(shí)效率較低的問題,本文通過在負(fù)載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)中采用減少λ/4微帶線阻抗變換比和增加兩段短路微帶線的方式,改進(jìn)設(shè)計(jì)了一款非對(duì)稱寬帶Doherty功放,最終實(shí)現(xiàn)了高回退和寬帶寬特性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明:該功放綜合指標(biāo)優(yōu)于其他同類功放,驗(yàn)證了本設(shè)計(jì)方案的正確性和有效性。該設(shè)計(jì)方法應(yīng)用于教學(xué),可指導(dǎo)學(xué)生學(xué)習(xí)與掌握負(fù)載牽引、傳輸線、阻抗匹配、功分器等設(shè)計(jì)流程和射頻功率電路測試方法。

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