朱孟江，李良光，梁磊

(安徽理工大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，安徽 淮南 232001)

0 引 言

傳統(tǒng)的對(duì)蓄電池進(jìn)行充放電控制主要由兩個(gè)分開(kāi)的單向變換電路，雙向全橋DC/DC變換器(BDC)的出現(xiàn)不僅解決了單向變換器制作成本、體積等問(wèn)題，而且還在不改變兩側(cè)電壓極性的情況下實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，采用隔離式變換器在安全性能也有了提高，避免蓄電池組在電網(wǎng)或變換器故障時(shí)受到嚴(yán)重的干擾，在需要電池儲(chǔ)能系統(tǒng)的應(yīng)用場(chǎng)合如不間斷電源(UPS)、電動(dòng)汽車(chē)等中得到廣泛的應(yīng)用。

如今，多數(shù)用電設(shè)備需電網(wǎng)提供高質(zhì)量電能，解決連接電網(wǎng)和蓄電池之間的BDC控制策略具有重大意義。對(duì)BDC控制策略的研究熱點(diǎn)集中在移相控制[1-4]，文獻(xiàn)[5-6]都采用雙重移相控制方式，但他們的移相方式不一樣，文獻(xiàn)[5]采用同時(shí)調(diào)節(jié)全橋間的外移相角及電網(wǎng)側(cè)全橋內(nèi)的內(nèi)移相角，優(yōu)化移相角控制算法減少雙重移相(DPS)控制下電路中的回流功率，文獻(xiàn)[6]采用同時(shí)控制兩全橋內(nèi)的移相角，通過(guò)抑制尖峰傳輸電流在高頻變壓器中流動(dòng)來(lái)降低變換器中的開(kāi)關(guān)損耗和磁滯損耗，兩種雙重移相方式相對(duì)傳統(tǒng)的單移相(SPS)控制功率調(diào)節(jié)更靈活。本文在文獻(xiàn)[5]的基礎(chǔ)上，分析并簡(jiǎn)化DPS控制，在抑制電路中回流功率的基礎(chǔ)上，分析雙移相角(D1、D2)的選取算法，實(shí)現(xiàn)雙有源端被控制量的穩(wěn)定，并進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 雙向全橋DC/DC變換器的工作原理

圖1為BDC典型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，圖1中T為高頻變壓器；L為主電感；C1、C2為兩側(cè)有源端的緩沖電容；及變壓器兩端共8個(gè)MOS組成的有源全橋。下面以功率由電網(wǎng)U1側(cè)傳輸?shù)叫铍姵豒B側(cè)進(jìn)行研究。

圖1 雙向全橋 DC/DC變換器

圖2為DPS控制下變換器工作波形。圖2中：U1和UB分別為變換器兩端電壓；uh1、uh2分別為電感兩端的逆變電壓；由于電路工作的對(duì)稱性，以半個(gè)開(kāi)關(guān)周期進(jìn)行研究，D1表示U1側(cè)全橋內(nèi)對(duì)角開(kāi)關(guān)管之間內(nèi)移相角；D2表示兩個(gè)全橋之間對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管的外移相角，其中0≤D1≤D2≤1。

圖2 變換器的工作波形圖

由圖2可知，在BDC穩(wěn)定工作過(guò)程中，(t1-t, 1)和(t4-t, 4)時(shí)間段內(nèi)，由于電感電流iL與U1側(cè)逆變電壓uh1相位相反，導(dǎo)致儲(chǔ)存在電感中的能量返回電源側(cè)，因此，在保證輸出功率不變的情況下，必須增大輸入，稱在這段時(shí)間內(nèi)電感產(chǎn)生的能量為回流功率，相對(duì)傳統(tǒng)的SPS控制增加了一個(gè)自由度，使高頻電流的控制更加靈活。

2 雙向全橋DC/DC變換器功率特性分析

由圖2可知，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，變換器的工作過(guò)程可分為8種模式。在每個(gè)模式內(nèi)電感電流iL都存在如下關(guān)系：

(1)

變換器正常工作時(shí)，由電感電流iL在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的對(duì)稱性有：

iL(t0)=-iL(t3)

(2)

本文以半個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電感電流表達(dá)式進(jìn)行推導(dǎo)，聯(lián)合式(1)、式(2)計(jì)算可得DPS控制下前4種模式下的電感電流表達(dá)式。

iL=

(3)

式中k為電壓調(diào)節(jié)比，k=U1/nUB；f為電路的開(kāi)關(guān)頻率，f=1/2Ths。忽略器件損耗，理想情況下，得到BDC的傳輸功率與回流功率表達(dá)式為：

(4)

(5)

為了分析簡(jiǎn)便，把半個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)變換器的傳輸功率與回流功率標(biāo)幺化，取SPS控制下最大的傳輸功率PN作為基準(zhǔn)值，有：

(6)

用PDPS、QDPS表示pDPS、qDPS在基準(zhǔn)值PN下標(biāo)幺值，為：

(7)

由公式(7)可以得到DPS控制下的傳輸功率的二維仿真圖(0≤D1≤D2≤1)，在D1=0時(shí)，公式(7)變?yōu)閭鹘y(tǒng)SPS控制下的傳輸功率，兩種控制方式下的仿真圖如圖3所示。

圖3 單雙移相的傳輸功率曲線圖

由圖3可知，SPS、DPS控制方式下，傳輸功率隨移相角D2先增大后減小，在0≤D2≤0.5范圍內(nèi)，它們的最大傳輸功率相等，但DPS控制比SPS控制多了一個(gè)內(nèi)移相D1，傳輸功率的調(diào)節(jié)范圍變大，靈活性增強(qiáng)。

3 雙向全橋DC/DC變換器控制策略

3.1 內(nèi)移相D1控制算法

為比較DPS與SPS控制中的回流功率問(wèn)題，設(shè)兩種控制下的傳輸功率相等，即p=pSPS=pDPS，由公式(7)中pDPS表達(dá)式可得：

(8)

將公式(8)帶入公式(7)中的qDPS表達(dá)式得qDPS關(guān)于p的表達(dá)式：

(9)

以最小回流功率為目標(biāo)，對(duì)(9)式以D1為自變量進(jìn)行求導(dǎo)，有：

(10)

以0≤D1≤D2≤1條件，由式(7)到式(10)可以求出不同的k，p范圍內(nèi)最小回流功率值對(duì)應(yīng)的內(nèi)移相角。圖4為最小回流功率在DPS、SPS控制下隨變量k，p變化的曲線圖。

圖4 最小回流功率曲線圖

由圖4知，DPS控制下的最小回流功率比SPS控制有著明顯的優(yōu)勢(shì)，尤其在變換器處于輕載或電壓調(diào)制比較大的情況下，優(yōu)勢(shì)更加明顯，帶最大負(fù)載時(shí)，兩種移相控制下的最小回流功率相等。因此，本文通過(guò)求取k，p的不同分布范圍內(nèi)的最小回流功率對(duì)應(yīng)的內(nèi)移相D1來(lái)控制PWM脈寬調(diào)制。

3.2 BDC優(yōu)化控制策略

為控制蓄電池側(cè)或電網(wǎng)端電壓、電流的穩(wěn)定，對(duì)兩側(cè)有源端均采用雙閉環(huán)反饋控制，對(duì)蓄電池采用二階段充電法，充電模式的切換通過(guò)實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)蓄電池的荷電狀態(tài)(SOC)，先SPS控制通過(guò)雙閉環(huán)反饋得到移相角D2，使輸出電壓達(dá)到給定值，然后采樣所需的電壓、電流通過(guò)D1控制算法計(jì)算其值并實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)D2一同輸入到PWM脈寬調(diào)制器中產(chǎn)生八路驅(qū)動(dòng)信號(hào)，在最優(yōu)回流功率控制的前提下，實(shí)現(xiàn)傳輸功率大小和方向的控制。同理，在蓄電池系統(tǒng)對(duì)電網(wǎng)供電時(shí)，對(duì)直流母線電壓控制[7-9]。最終實(shí)現(xiàn)功率的雙向流動(dòng)及雙向電壓、電流的穩(wěn)定。其控制策略如圖5所示。

圖5 BDC控制策略

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證移相控制算法用于電池儲(chǔ)能系統(tǒng)的雙向全橋DC/DC變換器中的有效性，用國(guó)外某公司生產(chǎn)的型號(hào)為T(mén)MS320F28335的DSP芯片作為主控制器搭建了小功率的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其他元件參數(shù)如表1所示。

表1 系統(tǒng)的主要參數(shù)

實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖6所示。

圖6 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

圖7是在蓄電池充電狀態(tài)下，輸入電壓30 V，閉環(huán)條件下輸出8 V，在輸出功率相等的情況下，雙向全橋DC/DC變換器在DPS控制下原邊逆變側(cè)uh1輸出電壓及電感電流iL波形。

由圖7可以看出兩種移相控制下，原邊全橋逆變側(cè)輸出同頻的2電平和3電平的電壓，在不同的工作模式下，電感電流以不同的斜率線性變化。同時(shí)采用優(yōu)化后的DPS，幾乎消除了iL和uh1對(duì)應(yīng)相位相反的時(shí)間段，抑制了電路中的回流功率。

圖7 逆變電壓及電感電流實(shí)驗(yàn)波形

圖8為在保證輸出功率不變的情況下，逐漸增大輸入電壓，單、雙移相控制下的功率因數(shù)變化曲線。DPS控制方式明顯優(yōu)于SPS控制，且隨著輸入電壓U1的增大優(yōu)勢(shì)更加明顯，驗(yàn)證了前面的理論分析的正確性。

圖8 功率因數(shù)變化曲線

圖9為MOS管S4開(kāi)通實(shí)驗(yàn)波形，UGS表示開(kāi)關(guān)管S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，IDS為開(kāi)關(guān)管S4的工作電流。在t=t1時(shí)刻，MOS管S3關(guān)閉，電感電流iL<0，電流通過(guò)Ds1、Ds4二極管進(jìn)行續(xù)流。因此采用優(yōu)化之后的DPS幾乎消除了開(kāi)關(guān)管S4開(kāi)通時(shí)的緩沖損耗[10-11]。

圖9 MOS管S4實(shí)驗(yàn)波形

5 結(jié)束語(yǔ)

提出一種基于DPS控制的電池儲(chǔ)能系統(tǒng)的雙向全橋DC/DC變換器，相比SPS控制加大了功率調(diào)節(jié)的靈活性，推導(dǎo)并簡(jiǎn)化的移相控制算法有效抑制電路中回流功率的影響，且證明了移相控制利于軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)，提高了系統(tǒng)的傳輸效率，搭建的小功率實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，證明了所提出控制策略的正確性。