王佳琦,蔣 強,周 帆

(沈陽理工大學 信息科學與工程學院,沈陽 110159)

隨著近年來水上數(shù)據(jù)通信需求的不斷提升,船舶自動識別系統(tǒng)(AIS)的數(shù)據(jù)交換能力嚴重不足,在一些繁忙的區(qū)域出現(xiàn)了很高的數(shù)據(jù)鏈路負載,對AIS的正常運行產(chǎn)生巨大影響。在此背景下,國際航標協(xié)會(IALA)提出甚高頻數(shù)據(jù)交換系統(tǒng)(VDES)的概念[1]。VDES是針對水上業(yè)務領域中船舶自動識別系統(tǒng)AIS的加強和升級版[2],在AIS功能的基礎上,增加了特殊應用報文(ASM)和寬帶甚高頻數(shù)據(jù)交換(VDE),可以有效緩解現(xiàn)有AIS數(shù)據(jù)通信壓力[3]。

目前針對甚高頻數(shù)據(jù)交換系統(tǒng)(VDES)國內外進行了研究[4]。針對船舶信號發(fā)送前的調制和接收端解調階段,相關國際組織尚未形成統(tǒng)一的標準。由于VDES是AIS系統(tǒng)的升級版,VDES的通信技術可以參考AIS系統(tǒng)。AIS的調制技術包括GMSK,FM,π/4-OQPSK等[5]。作為VDES調制解調技術,要達到擴大通信容量,緩解通信壓力等目的。通過對文獻[4]的查閱,在無線電規(guī)則附錄18中指出VDES中的每頻道帶寬為25kHz,根據(jù)所需電臺無線電的范圍和頻道信號的保真度,調制可以使用28.2kbit/s的π/4-OQPSK。在海上傳輸信道中,傳統(tǒng)線性調制QPSK信號輸出在經(jīng)過大量頻帶限制的帶通濾波器后,已經(jīng)不能保持原調制后的恒定包絡。而π/4-OQPSK由于存在±π/4和±3π/4相位的轉變,對比于QPSK的0°和180°的相位轉變,使包絡比波動更小。對于傳統(tǒng)AIS系統(tǒng)的GMSK調制方式而言,π/4-OQPSK每個碼元傳送2bit數(shù)據(jù),頻譜利用效率是GMSK的兩倍。通過對文獻[6-10]QPSK,OQPSK,π/4-QPSK,π/4-DQPSK原理分析,本文擬采用π/4-OQPSK為研究對象,它具有包絡波動小,頻譜特性好,利用率高的特點。通過深入分析調制解調機理,仿真關鍵模塊,完成對VDES系統(tǒng)的性能分析。

1 π/4-OQPSK調制工作機理

π/4-OQPSK調制的原理為:將輸入的基帶信號進行串并轉換,變成I,Q兩路信號,將兩路信號分別轉換成雙極性編碼,對Q路信號進行Ts/2延時,再進行差分相位編碼,輸出同向支路I和正交支路Q的信號,I/Q兩路信號分別通過相同的成型濾波器和內插濾波器,最后對濾波后的信號進行正交調制即可合成π/4-OQPSK信號。調制原理框圖如圖1所示。

圖1 π/4-OQPSK調制原理圖

π/4-OQPSK信號的表示式可寫成

Sk(t)=cos(ωct+φk)

(1)

式中：ωc為信號頻率;φk為相位分量包含相位信息;t為時間。

把公式(1)展開可以得到

Sk(t)=cosφkcos(ωct)-sinφksin(ωct)
=Xkcos(ωct)-Yksin(ωct)

(2)

式中Xk=cosφk、Yk=sinφk分別是第k個符號的同向分量和正交分量的幅值。在調制中,信息是以相位的形式進行傳輸?shù)?。則第k個符號的相位也可以表示為前一碼元的相位φk-1與當前碼元的相位增量Δφk之和。

φk=φk-1+Δφk

(3)

因此得到

Xk=cosφk=cos(φk-1+Δφk)
=Xk-1cosΔφk-Yk-1sinΔφk

(4)

Yk=sinφk=sin(φk-1+Δφk)
=Yk-1cosΔφk+Xk-1sinΔφk

(5)

由式(4)和式(5)兩個公式可知:Xk和Yk完全取決于Δφk與φk-1(或Xk-1與Yk-1)。差分相位編碼就是利用信號這種相位差來攜帶需要傳輸?shù)男畔9],也就是根據(jù)π/4-OQPSK的要求,對應于當前碼元的數(shù)據(jù)取值,在±π/4和±3π/4中選取Δφk的數(shù)值。編碼規(guī)則如表1所示。

表1 π/4-OQPSK的相位編碼規(guī)則

圖2 π/4-OQPSK調制星座圖

2 π/4-OQPSK解調工作機理

信號的解調方式可以分為相干解調和非相干解調兩類[11]。相干解調就是利用與輸入信號中所包含的被調制信號載波同頻、同相的相干載波進行解調。非相干解調指的是差分檢測。在靜態(tài)接收時,相干檢測性能比差分檢測性能好,但在相干檢測中要求的相干載波在實際移動信道中很難取得,因此在移動接收時,其接收性能不如差分檢測[12]。本文采用非相干解調中的基帶差分檢測方法。

在接收端,接收的信號分別與同向支路和正交支路的載波相乘,進行低通濾波后采樣后,送入差分相位解碼電路,再依照解碼電路的解碼規(guī)則進行解碼,之后對解碼后的信號進行判決,雙極性碼變成單極性,將兩路信號串并轉換,合成一路信號,從而得到原始的基帶信號。解調原理框圖如圖3。

圖3 π/4-OQPSK解調原理圖

輸入信號為Sk(t)=cos(ωct+φk),在同向支路和本地載波cos(ωct+θ0)相乘,經(jīng)過低通濾波器濾除低頻分量,取樣后得

(6)

式中，θ0為相位;WK為同向支路的輸出信號。

另一路信號在正交支路與本地載波-sin(ωct+θ0)相乘,經(jīng)過相同的低通濾波器濾除低頻分量,取樣后得

(7)

式中ZK為同向支路的輸出信號。

接收端的核心為差分相位解碼電路的設計,將輸出的WK與ZK兩路信號送入解碼電路,在白噪聲時,θ0=0,則WK=UK,ZK=VK,但是在一般條件下θ0≠0。其解碼規(guī)則為

(8)

式中WK-1為同向支路的前一次輸出信號;ZK-1為同向支路的前一次輸出信號;UK為同向支路解碼信號;VK為解碼信號;由此可得

(9)

(10)

根據(jù)調制端的編碼規(guī)則和相位星座圖,可以設定判決規(guī)則如下。

(11)

3 仿真過程及分析

3.1 仿真參數(shù)

根據(jù)π/4-OQPSK信號調制解調原理的研究,對π/4-OQPSK信號調制解調進行仿真,π/4-OQPSK信號參數(shù)如表2所示:

表2 仿真參數(shù)

3.2 仿真結果分析

3.2.1 π/4-OQPSK信號調制仿真

發(fā)送端用Matlab隨機產(chǎn)生一組0、1作為基帶信號,將其進行雙極性編碼,然后對基帶信號串并轉換為I、Q兩路,其仿真結果如圖4所示。串并轉換后的信號經(jīng)過延時和差分編碼后形成兩路{-1,-0.7,0,0.7,1}的數(shù)據(jù),仿真結果如圖5所示。

圖4 基帶信號及串并轉換

圖5 差分相位編碼后的信號

圖6 π/4-OQPSK星座圖

圖7 π/4-OQPSK星座變化圖

3.2.2 π/4-OQPSK信號解調仿真

接收端,將接收來的信號與本地載波相乘,然后對相乘后的信號低通濾波、取樣,再依照解碼電路的解碼規(guī)則進行解碼；之后對解碼后的信號進行判決；最后,將兩路信號并串轉換,合成一路信號,從而得到原始的基帶信號。圖8表示接收濾波后的數(shù)據(jù),由于有噪聲,濾波后的數(shù)據(jù)不平滑。

圖9表示接收端解碼后的數(shù)據(jù),這組數(shù)據(jù)經(jīng)過采樣,并串轉換后便得到發(fā)送的數(shù)據(jù)源。從圖10中可以看出原始信號與解調后的信號相同。

3.3 性能分析

本文是在VDES的環(huán)境下對π/4-OQPSK進行信道和噪聲仿真測試。在圖11中,信號分別在不同信噪比條件下對解調方法進了仿真測試。測試結果表明,在無信道噪聲且信噪比15dB時,系統(tǒng)誤碼性能在10-4以下;當信噪比小于15dB時誤碼率隨著信噪比的增大而越小。

圖8 π/4-OQPSK濾波后信號

圖9 π/4-OQPSK解碼數(shù)據(jù)

圖10 π/4-OQPSK解調后信號

圖11 π/4-OQPSK誤碼率曲線

在圖12中,信號在通過萊斯信道的基礎上在不同信噪比條件下對解調方法進了測試,測試結果表明,在萊斯信道下,當信噪比大于30dB時系統(tǒng)誤碼性能在10-3以下。

圖12 π/4-OQPSK誤碼率曲線

4 結論

本文對VDES的調制方式π/4-OQPSK進行了分析和公式推導,并針對其進行Matlab建模仿真和性能分析。仿真結果表明在沒有信道干擾條件下加入白噪聲能正確的進行數(shù)據(jù)解調;當信噪比15dB時系統(tǒng)誤碼性能達到10-4以下;在萊斯信道下,當信噪比大于30dB時,系統(tǒng)誤碼性能在10-3以下。