(武漢大學電氣工程學院，湖北 武漢 430072)

0 引 言

整流電路作為射頻能量采集系統(tǒng)的一個主要的能量轉換部分，是能量傳輸過程中損耗。整流電路中影響變流效率的一個重要因素是諧波[1]。由于整流二極管本身所具有的非線性會導致高次諧波的產(chǎn)生，而高次諧波非常容易從耦合天線泄露出去從而降低整流電路的變流效率。所以諧波抑制在射頻能量采集系統(tǒng)整流電路的設計中，主要作用除了抑制高次諧波，還有助于提升整流電路的變流效率[2-3]。

常用諧波抑制的方法是在天線和整流電路之間設置輸入濾波器來抑制諧波，但是不恰當?shù)臑V波器設計不僅會導致能量損耗的增加，還會使得系統(tǒng)體積增大，甚至會削弱射頻天線的耦合能力[4]。

文獻[5]通過對諧波抑制的天線進行優(yōu)化設計，從而省略了在整流電路前端設置用于諧波抑制的濾波器，但是這種設計增加了天線設計的復雜度，削弱了射頻天線的耦合能力。文獻[6]提出了一種具有對稱結構的整流電路，以此來抵消整流電路在變流過程中產(chǎn)生的偶次諧波，通過仿真實驗驗證了這種整流電路在2.45 GHz頻段的能力傳輸效率達到60%，但是這種電路對奇次諧波抑制效果有限。

基于上述研究，提出一種在整流電路前端設置扇形枝節(jié)實現(xiàn)對3次諧波的抑制，并通過對稱整流二極管的設計實現(xiàn)偶次諧波的抑制，從而避免了在整流電路中引入帶通濾波器以提升射頻能量采集系統(tǒng)的射頻耦合效率。

1 諧波抑制原理

具有周期性的射頻信號可分解為正弦波和余弦波[7-8]：

(1)

式中，an和bn的數(shù)學表達式分別為

(2)

由二極管組成的整流電路中，由于二極管的非線性器，電壓和電流被限制在二極管閾值之內(nèi)，這種電壓或電流的時域突變會導致頻域諧波的產(chǎn)生[9-10]。諧波的抑制可以通過合理的阻抗設計來實現(xiàn)。將諧波發(fā)生處的諧波反射系數(shù)設計為1，可以有效防止高次諧波通過耦合天線將能量泄漏出去；同時通過控制高次諧波和反射波的相位差，可以最終抵消諧波對輸出電流的影響[11]。利用諧波產(chǎn)生處的高阻抗設計可實現(xiàn)諧波反射系數(shù)|Γ|=1，此時諧波電壓分量依舊存在，但是電流分量幾乎為0，且可通過控制其相位差達到控制波形的目的；利用諧波產(chǎn)生處的低阻抗設計得到諧波反射系數(shù)|Γ|=-1，此時諧波電流分量依舊存在，但是電壓分量幾乎為0。這兩種設計下電壓和電流的乘積都幾乎為0，這意味著能量消耗都很小，能夠達到在獲得較小能量消耗的前提下實現(xiàn)諧波抑制的功能[12-13]。

2 濾波電路設計

2.1 電路整體結構

射頻能量采集系統(tǒng)采樣對稱整流電路，電路原理如圖1所示。

圖1中的對稱整流電路由30 Ω匹配電路、前端諧波抑制電路、反向對稱整流二極管以及直通濾波電路組成。

由于圖1基于肖特基二極管的整流電路是完全反向對稱，因此在輸出負載上表現(xiàn)出的直流輸出電壓基本沒有2次、4次等偶次諧波，但是3次諧波的幅值較大，因此無法有效提升變流效率[14]。對此需要在匹配電路后端和整流電路前端設置針對3次諧波的電路。

2.2 濾波器設計

在圖1所示的整流電路后端濾波電路主要是用于削除輸出電壓的波動分量以及高次諧波。通常這樣的濾波電路設計為在整流二極管的輸出端并聯(lián)射頻電容和波動分量為0.25波長的電感微帶線[15]。但是這樣的設計不可避免需要使用過孔工藝，從而可能帶來較為嚴重的電路寄生電容，無法保證批量制造過程中的變流效率的穩(wěn)定性[16]。因此提出一種基于0.25波長的扇形帶線實現(xiàn)整流電路的前端濾波功能，電路如圖2所示。

圖2 基于扇形帶線的濾波器結構

圖2中為保持與整流電路的阻抗匹配，S1的內(nèi)阻設計為50 Ω，S2的內(nèi)阻和負載阻抗保持一致，設計為1.6 kΩ。用工作頻率分別為5.8 GHz和11.6 GHz的射頻信號對濾波器的扇形帶線進行仿真參數(shù)優(yōu)化，經(jīng)過反復測試得出最優(yōu)的扇形帶線半徑為r1=3.49 mm，r2=5.12 mm，扇形角為120o。

2.3 濾波電路的參數(shù)整定

對上述原理分析進行總結，得出濾波電路結構如圖3所示。

濾波電路的輸入射頻信號工作頻率為5.8 GHz，圖3中黑色介質(zhì)板厚度的設計值為0.035 mm，真空電容率ε為2.55，損耗角δ為arctan0.001 8。

為獲得較好的諧波抑制效果，整流二極管的結電容、工作電壓降以及寄生電容需要盡可能的小?；谏鲜隹紤]，結合工作可靠性和性價比需求，選用熱載流子二極管MA4E1317作為整流二極管。此型二極管具有正向導通電壓降低、反向擊穿電壓高以及結電容小等優(yōu)點，其具體參數(shù)為：導通電阻4 Ω、結電容為0.02 pF、導通電壓降為0.7 V、擊穿電壓為7 V。整流二極管工作時的能量損耗計算公式為

圖3 濾波電路結構

(3)

式中，V0表示輸出負載的端電壓，顯然在輸入功率不變的前提下，V0和負載的輸入阻值成正比關系。由式(3)可以得出能耗與V0成反比關系，而與負載沒有直接聯(lián)系。通常情況下二極管的反向電壓升至為反向擊穿電壓的0.46倍便不在隨著端電壓的升高而繼續(xù)增大，這導致二極管的反向端電壓大于反向擊穿電壓的0.46倍時，整流效率會與負載成反比關系。由上述分析，能夠量化二極管整流電路在直流輸出電壓到達最大值4.55 V時獲得最高效率0.8，此時輸出直流電壓為4.55×2=9.1 V，此時負載阻值為

(4)

將輸入功率設定為18 dBm，當負載電阻為50 Ω時，此時變流效率約為0.4。當負載電阻為1.6 kΩ時輸出電壓為9 V，變流效率約為0.8。當負載電阻繼續(xù)增大，由于二極管的端電壓不會繼續(xù)增大，因此負載的端電壓會繼續(xù)維持在9.1 V，因此變流效率會減小。由此，當負載電阻為1.6 kΩ時，整流電路的效率最優(yōu)。

將扇形帶線引入整流電路中，針對匹配電路輸出的3次諧波，在匹配電路內(nèi)部設計了半徑為r3的扇形帶線，這樣在沒有增加電路復雜度的前提下實現(xiàn)對奇次諧波的有效抑制?；诙丝谧杩蛊ヅ涞脑瓌t對扇形帶線的半徑的參數(shù)進行局部優(yōu)化，以期獲得最優(yōu)的諧波抑制效果。得出的電路的主要整定參數(shù)如表1所示。

表1 濾波電路最優(yōu)設計參數(shù)

3 實驗驗證

首先基于圖3完成實驗電路的制作，實物如圖4所示。

圖4 實驗電路

首先在輸入功率為18 dBm、以5.8 GHz為中心-15 dB的射頻信號輸入的條件下，對電路諧波抑制進行仿真和實測對比測試，以驗證實驗電路的功能有效性。

圖5 實驗電路仿真和實測結果

由圖5可以看出實驗電路的實測和仿真結果的擬合度較高，說明仿真方法的有效性和電路在18 dBm的輸入功率下所具有的諧波抑制性能。對半徑為r3的扇形帶線引入電路前后的諧波抑制性能進行測試，對射頻輸入直流分量和諧波能量的分布對比仿真測試結果如圖6所示。

由圖6可以看出，在引入半徑為r3的扇形帶線后，3次諧波的抑制到-50 dB，比未設置前有了約32 dB的提升，這表明該扇形帶線能夠較好地對3次諧波進行抑制。

對負載輸出的基頻和諧波能量分布以及輸出電壓的仿真結果分別如圖7和圖8所示。

圖6 射頻輸入的諧波能量分布對比

圖7 輸出信號的諧波能量分布

圖8 輸出電壓仿真波形

由圖7可以看出輸出信號的高次諧波能量都在-35 dB以下，這表明濾波線路地濾波效果較好。圖8給出了輸出電壓的仿真波形，可以得出其波形已經(jīng)趨于平緩，波動量大約為4%，能夠滿足設計要求。

在1.6 kΩ負載電阻和5.8 GHz射頻輸入的實驗條件下，對輸出功率隨輸入功率的變化進行仿真測試，結果如圖9所示。

對圖9進行分析可知，當輸入功率不超過18 dBm，仿真結果和實測結果的整流效率基本一致，并在18 dBm處達到實測最大值0.782，這與理論最優(yōu)整流效率0.8十分接近。當輸入功率超過18 dBm，實測整流效率由于二極管反向電壓不再上升而急劇下降。

圖9 整流效率隨輸入功率變化的仿真曲線

在5.725～5.875 GHz的范圍內(nèi)改變射頻信號的頻率，對整流效率進行仿真和實測，結果如圖10所示。

圖10 整流效率與輸入信號頻率關系的仿真結果

由圖10 可知，在整個實驗頻段，實測的整流效率不低于74%，在整流過程中的能量損耗較小，滿足設計要求。

4 結 語

首先對射頻采集系統(tǒng)的諧波抑制原理進行闡述，并提出基于對稱二極管整流電路的扇形帶線的諧波抑制電路設計。該電路利用對稱二極管整流電路對偶次諧波進行有效抑制，隨后通過優(yōu)化設計的扇形帶線對3次諧波進行高效抑制。該設計的優(yōu)勢在于使得整流電路前端的帶通濾波器得以省略，簡化了電路結構，也提高了電路的工作穩(wěn)定性。實驗證明，該電路在試驗條件下的整流效率能夠達到78.2%，且具有良好的輸入信號頻率適應性和較好的工程實用價值。