褚慶昕 羅宇 鄭東澤 吳銳

(華南理工大學(xué),廣州 510640)

引 言

近年來,隨著無線通信的快速發(fā)展,天線需要同時(shí)覆蓋多個頻段,因此需要天線具有非常寬的頻帶．例如,對于現(xiàn)代基站天線而言,不僅需要寬的阻抗帶寬,同時(shí)需要寬的方向圖帶寬、增益帶寬等等．寬帶天線的種類很多[1-2],例如,粗導(dǎo)體偶極子、椎形天線、行波天線和等角螺旋天線、對數(shù)周期天線等非頻變天線．對于許多應(yīng)用而言,粗導(dǎo)體天線尺寸雖然可以滿足要求,但帶寬不足;行波天線和非頻變天線具備了足夠的帶寬,但尺寸又太大．實(shí)際上,除了教科書中介紹的寬帶天線外,近年來出現(xiàn)了許多小型的寬帶甚至超寬帶天線,例如,在文獻(xiàn)[3]中,褚慶昕等通過對矩形單極子天線切角實(shí)現(xiàn)了3.1～10.6 GHz阻抗寬帶特性．文獻(xiàn)[4]中通過多個C形天線的組合實(shí)現(xiàn)了更寬的阻抗帶寬特性．遺憾的是,這類天線的文章中很少闡述其寬帶的本質(zhì)機(jī)理．通過輸入阻抗和電流分布的觀察,對比多模濾波器理論,我們發(fā)現(xiàn),這類天線的機(jī)理本質(zhì)上就是多模天線．多模天線是指由多個模式組合而成的天線,通過控制輻射單元的多個模式或者引入新的諧振模式實(shí)現(xiàn)寬帶特性．對于小型化的寬帶天線而言,可以說,多模結(jié)構(gòu)才是最合適的選擇．圖1給出了多模天線基本概念的說明．假設(shè)諧振單元有二個諧振模式,圖1(a)所示．一般情況下這二個模式的諧振頻率相隔較遠(yuǎn),無法形成寬帶．如果找到一種方法,能夠控制這些模式到適當(dāng)?shù)奈恢?就有可能形成寬帶,如圖1(b)所示．就電路特性而言,多模天線的本質(zhì)是多模濾波器的原理,所不同的是,多模天線在保證阻抗帶寬的同時(shí)還要滿足方向圖帶寬,因此,要求在每個模式上天線要具有相似的電流分布．本文基于支節(jié)加載寬帶濾波器的基本原理,提出了基于枝節(jié)加載偶極子的多模寬帶天線,演示了一種典型的多模寬帶天線的設(shè)計(jì)方法．所設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)的天線在阻抗、方向圖等方面都滿足了基站天線的要求,可應(yīng)用于現(xiàn)代基站天線．

(a) 兩個諧振模式 (b) 二個模式到適當(dāng)?shù)奈恢眯纬蓪拵?(a) Two resonances form broadband at (b) Two modes to appropriate position圖1 多模寬帶天線的基本機(jī)理Fig.1 Mechanisms of multi-mode broadband antenna

1 支節(jié)加載多模濾波器原理

圖2所示為基于支節(jié)加載諧振器實(shí)現(xiàn)的多模微帶濾波器．通過奇偶模分析可以得到兩個獨(dú)立模式的諧振頻率,如式(1)和(2)所示(其中,Z1,L1,Z2,L2分別表示半波長諧振器和短路線的特性阻抗和長度,c是真空中的光速,εeff是基片的有效介電常數(shù),n=1,2,3…)．因此,通過改變支節(jié)和諧振器的尺寸,就可以獨(dú)立地控制兩個模式,從而實(shí)現(xiàn)雙模寬帶濾波器．文獻(xiàn)[5]給出了一種基于支節(jié)加載諧振器的超寬帶濾波器,工作帶寬達(dá)到了3.1～10.6 GHz．

(a) 結(jié)構(gòu)(a) Structure

(b) 奇偶模分析(b) Analysis of odd and even modes圖2 支節(jié)加載多模濾波器Fig.2 Stub-loaded multi-mode filter

(1)

(2)

2 支節(jié)加載偶極子

我們把支節(jié)加載寬帶濾波器的概念用于偶極子天線．在饋電端口并聯(lián)加載了開路支節(jié)和短路支節(jié),結(jié)構(gòu)及尺寸如圖3所示．圖4給出了采用HFSS軟件仿真得到的偶極子和支節(jié)加載偶極子天線的輸入阻抗的實(shí)部、虛部和|S11|．可以看到,加載支節(jié)后,偶極子輸入阻抗的虛部零點(diǎn)發(fā)生了移動,隨著開路支節(jié)的增加,虛部零點(diǎn)向低頻聚集．一個更有趣的現(xiàn)象是,輸入阻抗的實(shí)部同時(shí)逐漸變緩,這為實(shí)現(xiàn)天線的寬帶阻抗特性提供了可能．我們知道,阻抗虛部為零意味著諧振,虛部零點(diǎn)的移動意味著諧振模式的移動．因此,支節(jié)加載實(shí)質(zhì)上就是控制了偶極子幾個諧振模式的聚集．圖5給出了支節(jié)加載偶極子的電流分布,可以看出,支節(jié)上的電流是相反的,輻射的電磁波在空間相互抵消,因此,支節(jié)加載幾乎沒有改變偶極子的電流分布,可以判斷,方向圖也會保持不變．

圖3 支節(jié)加載偶極子Fig.3 Stub-loaded dipole

(a) 偶極子的輸入阻抗實(shí)部和虛部(a) Real part and imaginary part of a stub-loaded dipole

(b) 支節(jié)加載偶極子的輸入阻抗虛部(b) Imaginary part of a stub-loaded dipole

(c) 支節(jié)加載偶極子的輸入阻抗實(shí)部(c) Real part of a stub-loaded dipole

(d) 支節(jié)加載前后的|S11|(d) |S11| with and without loaded stubs圖4 HFSS仿真的阻抗和|S11|Fig.4 HFSS simulation impedance and |S11|

圖5 支節(jié)加載偶極子的電流分布Fig.5 Current distribution of the stub-loaded dipole

為了能夠更好地理解支節(jié)加載偶極子寬帶化的原理,我們基于傳輸線等效電路進(jìn)行分析．假設(shè)半波偶極子等效為一段四分之一波長的開路線,終端接空間阻抗,如圖6(a)所示．圖6(b)為加載單短路支節(jié)的偶極子等效電路．針對圖3的偶極子尺寸,假設(shè)傳輸線特性阻抗為100 Ω,空間阻抗為300 Ω．誠然,這個等效電路的假設(shè)并沒有嚴(yán)格的理論依據(jù),但是所計(jì)算的輸入阻抗(圖7(a))與HFSS全波仿真結(jié)果卻非常相似．圖7(b)和圖7(c)分別為根據(jù)這個等效電路計(jì)算的輸入阻抗和|S11|,其中支節(jié)長度為0.2λ(λ為諧振點(diǎn)中心頻率對應(yīng)的波長)．可以看到,單支節(jié)加載的偶極子在工作帶寬內(nèi)聚集了三個阻抗虛部零點(diǎn),即諧振模式,阻抗實(shí)部在50 Ω左右變化,因此帶寬明顯大于只有單個模式的無支節(jié)加載的偶極子．圖8給出了圖3所示的支節(jié)加載偶極子的傳輸線等效電路及其所計(jì)算的輸入阻抗．可以看到,基于傳輸線電路仿真的輸入阻抗和HFSS仿真的輸入阻抗是一致的,說明所提出的傳輸線等效電路是可行的．

為了減小支節(jié)所占的空間,根據(jù)倒L天線的原理,我們提出了倒L形支節(jié)加載偶極子,如圖9所示．可以看到,隨著倒L支節(jié)長度的增加,諧振模式同樣可以向低頻方向聚集．

(a) 偶極子(a) A dipole

(a) 偶極子(a) A dipole

(b) 單支節(jié)加載偶極子(b) A one-stub-loaded dipole

(c) |S11|圖7 輸入阻抗和|S11|Fig.7 Input impedance and |S11|

(a) 傳輸線等效電路 (a) Equivalent circuit

(b) 電路仿真的輸入阻抗 (b) Input impedance by circuit simulation

(c) HFSS仿真的輸入阻抗 (c) Input impedance by HFSS圖8 加載開路和短路支節(jié)的偶極子的傳輸線等效電路和輸入阻抗Fig.8 Equivalent circuit of open-stub and shorted-stub-loaded dipole and input impedance

圖9 倒L支節(jié)加載偶極子及其|S11|Fig.9 Return losses of inverted-L stub-loaded dipole

3 應(yīng)用

3.1 應(yīng)用一

根據(jù)上一節(jié)提出的基于支節(jié)加載偶極子展寬帶寬基本原理,褚慶昕等提出了一款單極化基站天線[6]．天線結(jié)構(gòu)如圖10所示,兩個平行的短路單支節(jié)加載偶極子印制在介電常數(shù)為2.55的介質(zhì)基板上,基板置于地板正上方四分之一波長處;兩個偶極子之間相距半個波長;偶極子通過平行雙線進(jìn)行饋電;射頻信號從同軸線饋入,先轉(zhuǎn)化到微帶上,然后漸變到平行雙線上,并通過單支節(jié)阻抗匹配器實(shí)現(xiàn)匹配．天線的加工實(shí)物如圖11所示．圖12、圖13和圖14分別給出了仿真和測試的|S11|、天線的增益和半功率波瓣寬度、天線的輻射方向圖,測試與仿真結(jié)果吻合良好．結(jié)果顯示,天線在1.71～2.69 GHz頻段內(nèi),|S11|小于-15 dB,增益為9.5±1 dBi,E面半功率波瓣寬度為65±4°,H面半功率波瓣寬度為64±5°,帶內(nèi)方向圖穩(wěn)定．

圖10 單極化天線結(jié)構(gòu)圖Fig.10 Structure of the single-polarized antenna

圖11 單極化天線實(shí)物圖Fig.11 Prototype of the single-polarized antenna

圖12 單極化天線的|S11|Fig.12 |S11| of the single-polarized antenna

圖13 單極化天線的增益和半功率波瓣寬度Fig.13 Gain and HPBW of the single-polarized antenna

(a) 1.7 GHz H面 (XZ平面) (b) 1.7 GHz E面 (YZ平面)(a) 1.7 GHz H plane (XZ plane) (b) 1.7 GHz E plane (YZ plane)

(c) 2.2 GHz H面 (XZ平面) (d) 2.2 GHz E面 (YZ平面)(c) 2.2 GHz H plane (XZ plane) (d) 2.2 GHz E plane (YZ plane)

(e) 2.7 GHz H面 (XZ平面) (f) 2.7 GHz E面 (YZ平面)(e) 2.7 GHz H plane (XZ plane) (f) 2.7 GHz E plane (YZ plane)

圖14 單極化天線的輻射方向圖Fig.14 Radiation patterns of the single-polarized antenna

3.2 應(yīng)用二

基于倒L支節(jié)加載偶極子,褚慶昕等提出了一款雙極化基站天線[7],結(jié)構(gòu)如圖15所示．該天線的兩對開口環(huán)形偶極子通過耦合實(shí)現(xiàn)饋電,偶極子臂上加載L型支節(jié)．耦合饋電片印制在介質(zhì)板(FR4,厚度為0.8 mm,介電常數(shù)為4.4)的頂層,加載L支節(jié)的偶極子印制在介質(zhì)板的底層．天線優(yōu)化后的主要參數(shù)為(單位:mm):Lg=120,H2=5,H1=36,Ls=90,dip_len=32.6,stub_len1=5,slot_w=0.23,stub_len2=22.4,dip_w=1.5．

圖16給出了天線仿真和測試的駐波比及隔離度．結(jié)果顯示天線相對帶寬達(dá)到了25.6%,在1.7～2.2 GHz范圍內(nèi)電壓駐波比(voltage standing wave ratio, VSWR)<1.5, 端口隔離度大于27 dB．圖17給出了1端口的激勵結(jié)果,實(shí)測的增益為8.1±0.8 dBi,半功率波瓣寬度(Half-power beamwidth，HPBW)為65±4.2°,與仿真結(jié)果吻合良好．端口1激勵時(shí)的輻射方向圖(水平面)如圖18所示,該天線在整個帶內(nèi)具有穩(wěn)定的輻射方向圖．

(a) 3D和側(cè)視圖(a) 3D and side view

(b) 俯視圖和饋電結(jié)構(gòu)(b) Top view and feed structure圖15 雙極化天線Fig.15 Dual-polarized antenna

圖16 雙極化天線的駐波比和隔離度Fig.16 VSWR and isolation of the dual-polarized antenna

圖17 雙極化天線的增益和半功率波瓣寬度Fig.17 Gain and HPBW of the dual-polarized antenna

(a) 1.7 GHz

(b) 2.0 GHz

(c) 2.2 GHz

圖18 雙極化天線的輻射方向圖Fig.18 Radiation patterns of the dual-polarized antenna

4 結(jié) 論

本文提出了基于多模濾波器概念的寬帶天線的原理和設(shè)計(jì)方法,并據(jù)此提出了兩款應(yīng)用于移動通信基站的多模寬帶天線．仿真和測試結(jié)果表明,所提出的天線同時(shí)滿足寬帶的阻抗匹配和輻射特性,適合應(yīng)用于現(xiàn)代移動通信系統(tǒng)．

多?？刂频母拍詈头椒閷拵炀€設(shè)計(jì)提供了一個行之有效的途徑．除了本文提到的支節(jié)加載的方法,還可以有很多模式控制的方法,比如諧振器加載的方法[8-10]．限于篇幅,本文不再贅述．