蓋林沖，陳 嵐，王海永

（1.中國科學(xué)院微電子研究所，北京100029；2.中國科學(xué)院物聯(lián)網(wǎng)研究發(fā)展中心，無錫214135；3.中國科學(xué)院大學(xué)，北京100049；4.三維及納米集成電路設(shè)計(jì)自動化技術(shù)北京市重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，北京100029）

1 引言

在過去幾年中，時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換器在時(shí)鐘生成電路中受到了非常廣泛的應(yīng)用。時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換(Time to Digital Convert，TDC)的功能是用來在時(shí)域中測量參考時(shí)鐘信號和反饋時(shí)鐘信號的相位差，然后將這個(gè)相位差信號轉(zhuǎn)換輸出為可被片上可編程數(shù)字環(huán)路濾波器處理的數(shù)字信號。由于這個(gè)數(shù)字濾波器的存在，整個(gè)全數(shù)字鎖相環(huán)的環(huán)路動態(tài)特性可控，并且可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)低相位噪聲和快速的建立時(shí)間。這種結(jié)構(gòu)還可以具有對工藝、電壓和溫度（PVT）敏感度很低的環(huán)路特性，并且不易受到各種噪聲影響。與其他的采樣電路相似的是，TDC在量化兩路時(shí)間信號的同時(shí)會產(chǎn)生量化噪聲，這個(gè)量化噪聲直接影響到鎖相環(huán)整個(gè)環(huán)路的帶內(nèi)噪聲，并且直接受到TDC分辨率的控制。TDC的分辨率越高，整個(gè)環(huán)路的帶內(nèi)相位噪聲性能越好。但是由于分辨率、測量動態(tài)范圍以及功耗幾方面因素的相互制約，如何在保證高分辨率以及大測量范圍的同時(shí)降低TDC功耗成為一個(gè)難點(diǎn)，因此本文的研究重點(diǎn)在于設(shè)計(jì)一款高分辨率且低功耗的TDC。

2 電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)中的TDC的整體結(jié)構(gòu)采用了一個(gè)基于時(shí)間放大器的兩步式TDC電路結(jié)構(gòu)。具體結(jié)構(gòu)如圖1所示。其中子電路包括兩級TDC、多路選通單元（Mux）、時(shí)間間隔放大器（Time Amplifier）以及一個(gè)溫度計(jì)碼-二進(jìn)制碼譯碼單元[1]。

圖1 電路結(jié)構(gòu)框圖

兩級TDC分別為第一級粗量TDC（Coarse TDC，CTDC）和第二級細(xì)量 TDC（Fine TDC，F(xiàn)TDC），粗量TDC采用最基本的Flash type TDC來實(shí)現(xiàn)，細(xì)量TDC采用Vernier type TDC來實(shí)現(xiàn)。Start信號和stop信號首先進(jìn)入CTDC進(jìn)行第一次量化，量化結(jié)果產(chǎn)生的溫度計(jì)碼進(jìn)入溫度計(jì)碼-二進(jìn)制碼譯碼單元中進(jìn)行轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換之后生成最終量化結(jié)果的5位高位有效位；多路選通器Mux的作用是將CTDC第一次量化之后的時(shí)間余量選通出來，之后將此時(shí)間余量送入時(shí)間間隔放大器，再由此放大器將兩個(gè)信號的上升沿時(shí)間間隔成等比例的放大；經(jīng)過時(shí)間放大器放大之后的時(shí)間余量再由第二級FTDC進(jìn)行第二次量化，量化結(jié)果經(jīng)過溫度計(jì)碼-二進(jìn)制碼譯碼器之后得到4位最低有效位(Least Significant Bit,LSB)。最終輸出結(jié)果為9 bits數(shù)字字碼。

如圖2為傳統(tǒng)的基于時(shí)間放大器的兩步式TDC電路原理圖。由于時(shí)間余量無法像ADC中的電壓余量那樣能夠被儲存起來，因此這種電路結(jié)構(gòu)有一個(gè)十分顯著的劣勢在于，它需要使用一列時(shí)間放大器(TA)來將每一次經(jīng)過延時(shí)的start信號的時(shí)間余量放大[2]。如果最終量化結(jié)果為9 bits，那么就需要32個(gè)TA。當(dāng)需要對TDC的動態(tài)范圍進(jìn)行擴(kuò)大或想要獲得更多位數(shù)的量化結(jié)果時(shí)，所需要的TA數(shù)量則會更加龐大，這就會造成芯片面積及功耗的大大增加。除此之外，由于時(shí)間放大器在大輸入情況下無法保證輸出線性，因此需要進(jìn)行校準(zhǔn)，每個(gè)TA的校準(zhǔn)也會增加電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜性。在文獻(xiàn)[3]中提出過一種減小TA使用數(shù)量的方法，它使用了一種時(shí)間寄存器來儲存時(shí)間余量信號。然而這種時(shí)間寄存器本身也會增加TDC設(shè)計(jì)的復(fù)雜程度，因此這種方法也并不能很好地解決功耗問題。

圖2 傳統(tǒng)的基于TA的兩步式TDC

為了減小TA的使用數(shù)量，可采用一種改進(jìn)型的基于TA的兩步式TDC電路結(jié)構(gòu)，如圖3所示。相比于原有的傳統(tǒng)式結(jié)構(gòu)，這種改進(jìn)式結(jié)構(gòu)將使用的TA數(shù)量減小至只需一個(gè)，雖然增加了32個(gè)延時(shí)器，但是在芯片面積以及功耗方面依然有很大的提升。然而，隨著輸出字碼位數(shù)的增加，額外的延時(shí)單元的所需數(shù)量將以指數(shù)形式增加，這對TDC動態(tài)范圍將會造成很大的制約。

圖3 改進(jìn)型基于TA的兩步式TDC

針對此問題，進(jìn)一步的改進(jìn)是采用一種新型電路結(jié)構(gòu)，同樣是基于TA的兩步式結(jié)構(gòu)，此TDC可以進(jìn)一步減少所需的延時(shí)單元的數(shù)量，如圖4所示。其中i為原有延時(shí)器級數(shù)，k為新增延時(shí)器級數(shù)。

與改進(jìn)型兩步式TDC相比，此新型TDC的不同之處在于，它取消掉了start[i]信號和stop信號進(jìn)入多路選擇器Mux之前的延時(shí)單元，轉(zhuǎn)而在原有的延時(shí)鏈上增加k級延時(shí)器，同時(shí)在stop信號輸入Mux之前也經(jīng)過k級延時(shí)器。通過這種電路結(jié)構(gòu)即可將使用的延時(shí)器數(shù)量減少至最低兩個(gè)?？紤]到增加的延時(shí)支路的延時(shí)器與延時(shí)鏈中的延時(shí)器沒有任何不同，所以完全可以省略單獨(dú)增加的延時(shí)支路，只需將選通信號在延時(shí)鏈中多經(jīng)過一段延時(shí)并選通出來即可。例如選通信號為start[i]信號，最終送入多路選通器的即為start[i+k]信號，stop信號同時(shí)經(jīng)過k個(gè)延時(shí)器與start[i+k]信號一同被送入多路選通器，經(jīng)時(shí)間放大器放大后進(jìn)入第二級FTDC，對放大的時(shí)間余量進(jìn)一步量化。增加的延時(shí)單元的個(gè)數(shù)k，滿足start[1]信號和start[1+k]信號之間的延時(shí)大于判決時(shí)間這一條件即可。

圖4 新型基于TA的兩步式TDC

3 時(shí)間放大器設(shè)計(jì)

如圖5所示為一種帶數(shù)字校準(zhǔn)輸入的基于反相器充放電的時(shí)間放大器原理圖。

圖5 帶數(shù)字校準(zhǔn)輸入的時(shí)間放大器

由于時(shí)間放大器的放大特性在大輸入情況下無法滿足線性的要求，因此對于時(shí)間放大器的校準(zhǔn)是一個(gè)必要的過程。不同于其他設(shè)計(jì)中采用的一個(gè)額外的校準(zhǔn)電路來生成對PMOS管陣列控制的數(shù)字碼，本設(shè)計(jì)結(jié)合了兩步式的TDC電路結(jié)構(gòu)，利用FTDC的特性提出一種新的校準(zhǔn)方法，可直接對TA進(jìn)行在線校準(zhǔn)，如圖6所示。

圖6 時(shí)間放大器校準(zhǔn)環(huán)路

Coarse TDC輸出時(shí)間余量進(jìn)入TA放大之后，再由Fine TDC第二次量化；Fine TDC量化結(jié)果的4位最低有效位反饋至校準(zhǔn)模塊Calibration生成4位數(shù)字碼，作為控制TA增益的數(shù)字控制字碼。由于Fine TDC的功能即為對TA輸出時(shí)間的量化結(jié)果，因此由Fine TDC得到的4位最低有效位可直接作為TA的控制數(shù)字碼。經(jīng)過數(shù)個(gè)時(shí)鐘周期之后，反饋環(huán)路鎖定時(shí)，TA輸出增益由反饋數(shù)字碼控制可以達(dá)到2。CAL[3:0]與Fine TDC輸出4位最低有效位的對應(yīng)關(guān)系如表1所示。

表1 CAL[3:0]與Fine TDC輸出4位LSB對應(yīng)關(guān)系

經(jīng)過數(shù)字校準(zhǔn)之后的時(shí)間放大器可以在50ps范圍內(nèi)保持線性，由于時(shí)間余量最大為15ps，因此經(jīng)過時(shí)間放大器放大的時(shí)間余量可以保證放大增益穩(wěn)定為2。

4 仿真結(jié)果

本設(shè)計(jì)采用16nm PTM model進(jìn)行仿真，仿真激勵由設(shè)置兩個(gè)時(shí)鐘周期差為1ps的獨(dú)立方波信號來實(shí)現(xiàn)。具體仿真激勵為：

圖7為在仿真激勵之下，輸出二進(jìn)制數(shù)字碼接理想DAC之后得到TDC靜態(tài)特性的仿真結(jié)果。

圖7 TDC輸入輸出靜態(tài)特性

如圖8所示(a)、(b)分別為DNL和INL的仿真結(jié)果，在不同溫度電壓環(huán)境下均滿足小于1 LSB。圖9為時(shí)鐘信號為100MHz時(shí)的功耗仿真結(jié)果，在0.9V電源電壓下功耗仿真結(jié)果為0.17mW。

圖8 DNL與INL仿真結(jié)果對比

圖9 TDC功耗仿真

考慮到本次設(shè)計(jì)TDC的分辨率為1ps，其對全數(shù)字鎖相環(huán)帶內(nèi)相位噪聲的貢獻(xiàn)為-128dBc/Hz，可以滿足各類通信協(xié)議的標(biāo)準(zhǔn)，具體計(jì)算公式[8]為：

與其他文獻(xiàn)設(shè)計(jì)參數(shù)的對比情況詳見表2。

表2 本設(shè)計(jì)與其他文獻(xiàn)設(shè)計(jì)參數(shù)對比

5 結(jié)束語

本設(shè)計(jì)提出了一款基于時(shí)間放大器的兩步式TDC，通過對于傳統(tǒng)的兩步式TDC的電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)，極大地減小了電路的復(fù)雜度并降低功耗。針對時(shí)間放大器在大輸入下的非線性問題提出一種無需額外校準(zhǔn)電路的校準(zhǔn)方法。最終仿真結(jié)果顯示分辨率為1ps，參考時(shí)鐘100MHz時(shí)功耗為0.17mW，F(xiàn)oM值為0.003pJ/conv-step，具有很高的實(shí)用推廣價(jià)值。