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(浙江理工大學 信息學院，杭州 310018)

0 引言

在可靠性要求高的電源供電系統(tǒng)中，通常采用電源并聯(lián)向負載供電。與傳統(tǒng)的集中式電源相比，它可通過改變并聯(lián)電源的數量來滿足不同輸出功率的需求。而且并聯(lián)電源具有承受應力小，冗余性高，響應速度快等優(yōu)點。

目前，在并聯(lián)均流電源系統(tǒng)中，主要常見的均流策略為：輸出阻抗法、主從控制法、平均電流法[1]、外加均流控制器法、最大均流均流法[2]、自主均流法[3]。主從控制法對于參數相近的電源模塊，只要滿足輸出電壓相等，就能實現均流效果，其均流機理是適時調整各模塊的輸出特性，使其上下平移一致，控制方法簡單，但其主要缺點是如果主模塊發(fā)生故障，系統(tǒng)就無法工作。尤其是系統(tǒng)上電啟動瞬間，電流誤差處于最大時容易發(fā)生故障。針對其缺點，本文提出了一種基于主從控制的數字均流[4]改進算法，減小系統(tǒng)啟動時某一模塊負載電流最大值，極大程度降低主從控制法均流故障概率，延長了電源模塊的使用壽命，提高了電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

1 系統(tǒng)結構及原理

如圖1所示，雙向DC-DC電源并聯(lián)模塊[5-6]、數字信號控制器(DSC)、驅動電路、電壓電流檢測電路、按鍵電路和OLED顯示屏等器件構成了均流硬件電路。系統(tǒng)工作時，DSC首先產生兩路互補對稱占空比可變的PWM，經過驅動電路將PWM幅值放大使并聯(lián)模塊輸出初始電壓電流，初始狀態(tài)電流不匹配度[7]較大。經過電壓電流檢測電路反饋到DSC，DSC采用主從控制[8-11]數字均流控制算法實時處理反饋信號，改變PWM占空比，從而改變輸出電壓電流。一旦出現過流短路現象，過流保護電路關斷驅動信號,過流后可自動恢復。按鍵模塊改變并流模塊輸出電流比例。OLED模塊實時顯示并聯(lián)模塊輸出電壓電流及均流比例。

圖1 并聯(lián)均流電路系統(tǒng)框圖

2 系統(tǒng)硬件設計

2.1 并聯(lián)模塊設計

并聯(lián)模塊電源拓撲采用Buck/Boost型雙向DC-DC變換器，電路如圖2所示。

圖2 雙向DC-DC主電路結構

Buck/Boost型雙向DC-DC變換器具有電感電流斷續(xù)和連續(xù)模式下變壓比保持不變的特性，有利于動態(tài)調節(jié)。

在工程實踐中，一般來說輸入電壓由220 V轉24 V的變壓器進行整流濾波提供，電壓范圍在24～33.9 V波動。降壓后輸出給各類高功耗的設備供電,故本文設計的電路參數：輸入電壓為Ui=30 V，經過雙向DC-DC電路斬波，輸出電壓Uo=8 V，負載電流I=1 A～5 A,額定容量是Pout=40 W，PWM頻率fs=10 kHz。因為主從控制產生故障的狀態(tài)一般發(fā)生在負載電流較大的情況，所以需設定較高的負載電流值為5 A，測量電路處于最大負載電流工作狀態(tài)時電路的穩(wěn)定性和并聯(lián)均流精度。

電源拓撲器件參數設計過程如下，由歐姆定律R=Uo/I計算得，負載范圍R=8～1.6 Ω。根據電感電流處于連續(xù)模式及以上指標，選擇合適的電容,電感。變壓比M與占空比D的關系在電流連續(xù)模式下如公式(1)所示:

(1)

計算出占空比D=4/15。當輸出電流處于最小值時，電感電流會出現斷續(xù)模式,考慮臨界負載電流情況，即I=Imin=1 A，主從模塊均分電流Imin/2需滿足公式(2):

(2)

公式(2)中，Iob為臨界負載電流，L為電感值。按D=4/15確定實際運行的臨界負載電流:

(3)

計算得到L=586.7 μH，實際電路需留有裕量，選取L=1 mH。給定輸出電壓紋波指標ΔV=±0.2 V，計算輸出電容C，根據紋波計算公式:

(4)

得出C=73.4 nF，為了盡量降低輸出紋波，選取C=470 μF[12]。

主電路中的開關管T1,T2選用IRF1010E，最大承受電壓UDS=60 V，導通電阻RDS= 12 mΩ。D2,D1選用開關管的內部體二極管，其最大可通過電流50 A，反向恢復時間73 ns，滿足其最大輸出電流和最大輸入電壓要求。

2.2 電壓電流檢測模塊設計

檢測電路結構如圖3和4所示，電流檢測采用電流檢測芯片INA282，固定增益G1為50，具有高共模抑制和極低的增益誤差，反饋精度高。反饋電壓VIF和檢測電流I的關系如公式(5)所示:

VIF=I×R4×G1

(5)

R4為串聯(lián)在電路中采樣電阻。該電路在電流反向流入時，反饋電壓VIF為零電壓，確保了電路輸出電流正向流出。

圖3 均流電流檢測電路圖

電壓檢測采用高精度增益差分運放INA143和儀表放大器INA128級聯(lián)，增益G2、G3分別為0.1和1+50 kΩ/RG,其中RG為增益可調電阻，電壓反饋輸出電壓VF1與輸出電壓關系如下所示:

VF1=Uo×G2×G3=Uo×0.1×(1+50 kΩ/RG)

(6)

本設計有效地避免了輸出電壓檢測和單片機共地的問題，為輸出電壓反饋精度提供了保證，電壓檢測電路如圖4所示。

圖4 電壓檢測電路圖

3 系統(tǒng)軟件設計

3.1 軟件整體設計

軟件編程選擇Microchip公司的MPLAB XIDE集成開發(fā)環(huán)境和C編程語言。該軟件可在線調試代碼，為開發(fā)此系統(tǒng)提供了便利。

如圖5所示，在該系統(tǒng)中軟件執(zhí)行過程為：初始化OLED屏顯示、開啟兩路互補對稱的PWM模塊、配置ADC和TIMER0、1中斷和初始化按鍵IO口后，先判斷電路是否處于過流狀態(tài)，若處于過流狀態(tài)，則進入過流短路子程序，關斷PWM模塊和斷開主電路電源。在主函數中開啟軟啟動功能，最后在主循環(huán)while中實時顯示主從模塊輸出電壓電流及均流比例。在ADC中斷中采集主從模塊負載電流和輸出電壓反饋信號，在Timer0、1中斷中，分別實現系統(tǒng)數字均流算法和電路軟啟動功能。

圖5 DSC系統(tǒng)軟件整體配置流程圖

3.2 均流算法實現

DSC均流算法如圖6所示，配置控制主電源模塊的PWM為調節(jié)輸出穩(wěn)壓功能，從模塊的PWM為跟隨主模塊電流的均流功能。初始設置主模塊占空比略大于從模塊，主從電流從初始狀態(tài)電流不對稱開始調節(jié)，若輸出電壓與參考電壓Vref偏差大于最小穩(wěn)壓精度，則改變主模塊的PWM占空比調節(jié)穩(wěn)壓。與此同時，從模塊負載電流與主模塊負載電流比較，若從模塊電流I2與主模塊電流I1偏差大于最小均流精度，則改變從模塊的PWM占空比實現均流。在調節(jié)過程中，均流的穩(wěn)定性和精度主要取決于主從模塊的調節(jié)速率和各模塊的PID參數。另外在電路剛啟動時，避免出現主模塊負載過重情況，加入了主模塊限流功能。

圖6 均流算法流程圖

3.3 優(yōu)化調節(jié)速度

主從模塊調節(jié)速度的設定取決于電路輸出電壓響應時間和電路效率。因為本實驗電路結構相同，器件參數近似，其電流不匹配程度小，響應時間幾乎相同，電路效率相近，所以電壓響應時間和電路效率基本相近。實驗中分別測試主從模塊電路在額定功率輸出情況下效率為85.2%和86.4%，得出需設置主模塊PWM波初始占空比略大于從模塊，可降低其初始電流不匹配度。要保證均流的穩(wěn)定性和精度，需確保從模塊調節(jié)時間小于主模塊，即從模塊的電流調節(jié)速率大于主模塊。在代碼實現方面，首先開啟定時器中斷，根據系統(tǒng)對輸出電壓的響應時間設置合適的中斷頻率f=500 Hz，在中斷中設置分頻變量，使主從模塊調節(jié)占空比的速率為1：2，即主模塊的PWM調節(jié)速率為250 Hz，從模塊的PWM調節(jié)速率為500 Hz。

3.4 設置較低的比例系數和較高的積分環(huán)節(jié)系數

由于各模塊的PID參數根據不同的電路參數需要大量時間調試，而且引入較大的比例環(huán)節(jié)有可能引發(fā)電路振蕩，所以調試中將比例系數降低到很小，增大其積分環(huán)節(jié)的系數。為了避免積分誤差累加過大，設置了飽和上下限，當積分誤差累加到上限或下限時，誤差不再累加。實驗中設置從模塊的積分參數和比例參數略大于主模塊。因為兩個模塊調節(jié)速率的不同已經能保證跟隨的成功率，而PID系數的設置是為了降低電源模塊差異性對調節(jié)穩(wěn)定性的影響，降低瞬態(tài)調節(jié)過程中電流的不匹配度，增大改進的主從控制算法的適用范圍。

3.5 設置主模塊限流保護

在主模塊調節(jié)的過程中，為了避免一開始主模塊PWM調節(jié)速率過快，導致其負載電流過大。所以根據實際輸出需求，限制其最大輸出電流為4A，在主模塊負載電流未達到4A前，主模塊調節(jié)負載電壓保持恒定8 V，超過4A時，PWM調節(jié)主模塊負載電流恒流，調節(jié)使其負載電流維持在4A。

3.6 使用軟啟動技術

由于階躍響應是系統(tǒng)動態(tài)性能中最為嚴峻的工作狀態(tài)，在改進控制策略的情況下，采用軟啟動技術，先降低目標參數Vref，然后分級逐步增加Vref值直到設定的最終值8 V，這樣可以大大降低超調量過大引發(fā)系統(tǒng)振蕩的可能性，程序實現流程如圖6所示。實驗中定時時間根據電路輸出電壓動態(tài)響應時間設置，實驗測量雙向DC -DC電路支路電流從0到滿載2.5 A電流且輸出電壓為8 V的穩(wěn)定時間為62.8 ms。根據測得的穩(wěn)定時間設置定時累加時間，使其略大于穩(wěn)定時間，可確保系統(tǒng)調節(jié)到目標值后穩(wěn)定，例如70 ms。然后將Vref從低到高分成幾段，本實驗設置為10段，每經過70 ms，改變目標參數使其增加0.8 V，累加到設定值8 V后保持不變。

圖7 軟啟動程序框圖

4 實驗結果與分析

4.1 實驗步驟和方法

在系統(tǒng)調試過程中，首先設置PWM低調節(jié)速率和PID低比例環(huán)節(jié)參數和積分環(huán)節(jié)參數，逐步增加主從模塊的調節(jié)速率和積分環(huán)節(jié)參數，調試主要以改變PWM調節(jié)速率為主，即改變其定時器中斷的頻率。測量輸出電壓穩(wěn)態(tài)波形和精度，各模塊輸出電流瞬態(tài)和穩(wěn)態(tài)電流變化波形及其電流穩(wěn)態(tài)調節(jié)精度。經過參數優(yōu)化，實驗數據和波形如圖8所示。

圖8 均流實驗負載電壓電流波形

4.3 實驗結果分析和不足

從圖8(a)看出，系統(tǒng)輸出電壓在8 V輕微低頻振蕩，振蕩幅度小于0.2 V 。圖8(b)和8(c)中I1為主模塊輸出電流，I2為從模塊輸出電流。兩但其平均值相同，穩(wěn)態(tài)均流效果良好，振蕩幅度小于0.2 A。瞬態(tài)輸出電流曲線幾乎重合，主從電流偏差小于0.1 A，到穩(wěn)態(tài)過程中未出現超調量過大現象，從而說明系統(tǒng)的瞬態(tài)調節(jié)穩(wěn)定。在0～0.8 s期間，電流變化波形呈現分段上升，在這期間電流偏差小于0.05 A，電流不匹配度低，說明分段上升對使用PID調節(jié)電路瞬態(tài)負載電流具有抑制其振蕩的作用。電流從0到滿載調節(jié)時間為1.6 s，較為迅速。均流具體實驗數據如表1所示，負載總電流I變化范圍為0.94～5.55 A，均流比例為1：1，均流精度均小于1.3%，輸出電壓Uo=8±0.01 V，調整率小于0.3%。

表1 均流電流I1:I2=1：1實驗數據

其中均流精度計算公式為：

(8)

其中：k為主從模塊負載電流比例。

在均流實驗中，也進行了電流比0.5到2任意比的并聯(lián)測量實驗，表2為電流比為2的實驗數據，負載總電流從1.5～5.1 A范圍內變化，負載電流均流精度均低于1.5%。從表3可知，該系統(tǒng)在電流比0.5～2范圍內都有較高的均流精度，最大均流誤差小于1.5%。

表2 均流電流I1:I2=2：1實驗數據

實驗過程中進行了100次電路上電啟動，啟動測試雙向DC-DC電路參數從0 A到滿載5 A，均流電流比例0.5～2，測試過程中均未出現電路故障現象，電源輸入電流平穩(wěn)上升，未出現瞬態(tài)電流過大拉低輸入電源電壓現象，證明本系統(tǒng)穩(wěn)定性良好。

表3 均流比例k=0.5～2實驗數據

本系統(tǒng)不足之處在于系統(tǒng)數字信號控制器DSPIC30F4011的32 MHz主頻偏低，使得PWM調節(jié)精度較低,10位ADC采樣模塊精度較低，最終均流調節(jié)精度不高。若改進使用更高主頻的DSC和外接更高采樣位數的ADC芯片，可大幅度提高其電流調節(jié)精度。

5 結束語

本文提出了一種電源模塊數字主從控制法的改進算法，并設計了基于該算法的并聯(lián)雙向直流電源。該算法的創(chuàng)新之處在于降低并聯(lián)電源主從控制中主模塊出現故障和系統(tǒng)癱瘓的概率。試驗結果表明了限制主模塊最大輸出電流、電路啟動時主模塊采用軟啟動控制等技術對于改善在穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)過程的均流效果都較為有效。但其算法需要在主從模塊初始狀態(tài)不匹配程度較小的情況下才能實現，且需要保證主從電路參數差異不大?；诖怂惴ǖ南到y(tǒng)設計穩(wěn)定，均流精度高，可應用在汽車照明、功率放大等低壓大電流的系統(tǒng)中。