陳 浩，胡耀威，王 磊，陳冬冬，陳國柱

(浙江大學 電氣工程學院，浙江 杭州 310027)

0 引 言

隨著電磁干擾問題日益嚴重，國際上陸續(xù)出臺了相關的技術規(guī)范，如國際無線電干擾特別委員會CISPR提出的CISPR22，歐洲標準規(guī)定的EN55022以及我國頒布的GB9254等[1]。

為了使電力電子設備通過相關的傳導電磁干擾測試，工程師們常采用在設備的電源進線處加入EMI濾波器的方式[2]。但是，由于共模扼流圈的磁芯材料特性隨頻率變化以及繞組寄生電容的存在，其阻抗高頻特性不理想，會造成EMI濾波器在高頻段的衰減不足，進而導致無法通過傳導電磁干擾測試[3]。為了更準確地評估EMI濾波器的濾波性能，需要建立共模扼流圈在150 kHz～30 MHz傳導干擾測試范圍內(nèi)的高頻模型。陳恒林等[4]提出采用Foster網(wǎng)絡串聯(lián)模型對共模扼流圈的共模阻抗進行擬合，其缺陷是沒有考慮磁芯材料頻率特性的影響；崔永生等[5]在建模過程中假設磁芯磁導率隨頻率變化的設計是線性的，當磁芯材料磁導率非線性嚴重時模型就不準確了；CUELLAR C N等[6]提出的模型能較好地反應磁芯材料頻率特性的影響，但其建模的前提是需要對磁芯材料的磁導率進行精確的測量，對儀器的要求比較高。

本文提出一種基于共模扼流圈阻抗特性優(yōu)化的EMI濾波器設計方法，并通過實驗進行驗證。

1 Boost PFC的傳導電磁干擾問題

由于Boost PFC變換器存在固有的混合傳導電磁干擾，在設計EMI濾波器前，要先對其進行分離與抑制。

1.1 混合傳導電磁干擾分析

根據(jù)傳導電磁干擾機理的不同，可將其歸類為共模干擾和差模干擾兩大類。在Boost PFC變換器中，共模干擾主要由開關管漏極和地之間的寄生電容Cp上的位移電流引起；差模干擾主要由電感電流的紋波引起。

Boost PFC變換器在輸入電壓正半周期時的傳導電磁干擾路徑如圖1(a)所示。其中，LISN網(wǎng)絡被簡化為2個50 Ω的電阻?？梢钥闯觯汗材８蓴_電流iCM此時僅流過N線；差模干擾電流iDM同時流過L線和N線。

通過LISN網(wǎng)絡測量得到的電壓分別為：

v1=-50iDM

(1)

v2=50(iDM-2iCM)

(2)

據(jù)此得到的共模、差模干擾電壓為：

(3)

(4)

可見，此時共模干擾電壓vCM僅與共模干擾電流iCM有關；而差模干擾電壓vDM不僅與差模干擾電流iDM有關，還與共模干擾電流iCM有關，即線路中存在混合干擾。其原因是電路結構的不平衡，N線上的電流比L線上的電流大了2iCM。

混合傳導電磁干擾一方面會引起共模扼流圈磁芯飽和，導致EMI濾波器的性能下降；另一方面，由于噪聲信號沒有分離，無法分別針對共模、差模干擾信號進行電路的建模與分析，導致EMI濾波器設計困難。

1.2 平衡電容對混合傳導電磁干擾的抑制

為了改善電路結構的不平衡，筆者在整流橋后加入一個平衡電容CB。加入平衡電容后Boost PFC變換器的傳導電磁干擾路徑如圖1(b)所示。

圖1 Boost PFC變換器的傳導干擾路徑

此時，測量得到的電壓分別為：

v1=-50(iCM+iDM)

(5)

v2=-50(iCM-iDM)

(6)

類似地，可得到相應的共模、差模干擾電壓：

(7)

(8)

由于平衡電容CB給共模干擾電流iCM提供了一條低阻抗傳導路徑，此時L線和N線上流過的共模干擾電流大小相等，方向相同；兩根線上流過的差模干擾電流大小相等，方向相反。因此，這種情況下共模干擾電壓vCM僅與共模干擾電流iCM有關；差模干擾電壓vDM僅與差模干擾電流iDM有關?？梢?，平衡電容CB可以改善原電路中的不平衡狀況，避免共模干擾轉換為差模干擾，對原電路中的混合干擾有抑制作用。

2 共模扼流圈的高頻建模

共模扼流圈是EMI濾波器中的重要元件。共模扼流圈的頻率特性與理想電感有顯著差異，主要有以下2個原因：(1)共模扼流圈的繞組繞線之間，繞組與磁芯之間以及構成共模扼流圈的兩個繞組之間均存在寄生電容；(2)共模扼流圈磁芯材料的磁導率隨著頻率的增大而下降。

為了更好地設計共模扼流圈，更精確地評估EMI濾波器的性能，需要建立共模扼流圈在150 kHz～30 MHz頻率段內(nèi)的高頻模型。

2.1 共模扼流圈的共模等效模型

由于共模扼流圈的電感值較大，其阻抗曲線在10 MHz～30 MHz間常反映出傳輸線特性。通常本研究采用Foster網(wǎng)絡串聯(lián)模型對其進行擬合。

由于共模扼流圈的磁芯材料常采用錳鋅鐵氧體或納米晶等材料，在大于某一頻率時，其磁導率會迅速下降，而Foster網(wǎng)絡串聯(lián)模型無法很好地反映阻抗非線性，故提出一種改進的Foster網(wǎng)絡串聯(lián)模型。

共模扼流圈的共模等效模型如圖2所示。

圖2 共模扼流圈的共模等效模型

其中，C1表征共模扼流圈的寄生電容的影響；左側框內(nèi)的部分表征共模扼流圈的磁芯特性；右側框內(nèi)的部分表征傳輸線特性，其級聯(lián)個數(shù)取決于相應頻段內(nèi)阻抗曲線諧振峰的個數(shù)。

模型的擬合效果如圖3所示。

圖3 模型擬合效果對比

由此可見，改進的Foster網(wǎng)絡串聯(lián)模型擬合效果更佳。

2.2 共模扼流圈的差模等效模型

在EMI濾波器中，可將共模扼流圈的漏磁通作為差模電感使用。漏磁通的磁勢主要降落在共模扼流圈繞組間的空氣磁阻上。由于空氣磁導率的頻率特性穩(wěn)定，可以認為差模電感受磁芯材料頻率特性的影響很小。且差模電感的感值較小，其阻抗曲線在傳導干擾的測試頻段一般不會出現(xiàn)傳輸線特性。故在150 kHz～30 MHz頻段內(nèi)共模扼流圈的差模等效模型可用單級Foster網(wǎng)絡模型來擬合。

3 EMI濾波器的設計

基于上述研究結果，本研究針對Boost PFC變換器，提出一種基于共模扼流圈阻抗特性優(yōu)化的EMI濾波器設計方法。待測裝置為一臺1.25 kW，開關頻率為65 kHz的Boost PFC變換器，如圖4所示。

圖4 Boost PFC變換器實物圖

EMI濾波器的設計步驟如下：

(1)在不加EMI濾波器時，筆者通過LISN網(wǎng)絡測量待測裝置的共模、差模傳導電磁干擾[7]，測量結果如圖5所示。

圖5 未加EMI濾波器時的傳導電磁干擾

(2)將測量值與相應的標準值相減，考慮6 dB的裕量后，得到EMI濾波器在各頻段所需要達到的共模、差模干擾衰減值[8]：

vreq,CM=vCM-vLimit,CM+6 dB

(9)

vreq,DM=vDM-vLimit,DM+6 dB

(10)

(3)EMI濾波器的拓撲及其共模、差模高頻等效電路如圖6所示。

圖6 EMI濾波器的高頻等效電路

圖6(b)中的方框指代改進的Foster網(wǎng)絡串聯(lián)模型；圖6(c)圖中的方框指代單級Foster模型。

(4)由共模等效電路，得到EMI濾波器的共模插入增益表達式為：

(11)

其中：

(12)

同樣，差模插入增益表達式為：

GDM(s)=

(13)

其中：

(14)

由于漏電流限制，Y電容取值通常不能超過3 300 pF[9]。在該待測裝置中，取Y電容為1 nF。用阻抗分析儀E4490A對Y電容進行阻抗測量并擬合，Y電容高頻等效模型可用RLC串聯(lián)模型表示。

(5)根據(jù)公式(11)，代入相應高頻模型和數(shù)據(jù)，計算得到共模扼流圈在150 kHz～30 MHz頻段內(nèi)所需達到的共模阻抗值。

根據(jù)該計算結果，結合上一小節(jié)的內(nèi)容，可以有針對性對共模扼流圈高頻阻抗特性進行優(yōu)化。

(6)初步確定共模扼流圈后，可用阻抗分析儀E4990A測量得到其漏感即差模電感的阻抗曲線，再根據(jù)差模衰減值的要求，計算得到X電容取值。

(7)將設計完成的EMI濾波器加入原電路，進行傳導電磁干擾測試，驗證是否滿足要求。

4 設計實例與實驗結果

為驗證上述設計方法，本研究自行繞制共模扼流圈進行對比測試。磁芯選用Amornano公司的納米晶磁環(huán)，磁芯材料為FeNbCuSiB，產(chǎn)品牌號為ANB-CM322015-SF8，初始磁導率≥80 000。#1扼流圈的匝數(shù)為18匝，測量得到的阻抗曲線如圖7所示。

可見，雖然#1扼流圈在低頻段的阻抗值遠大于設計要求，但是其阻抗曲線的第一個諧振峰對應的頻率fr較小，#1扼流圈在高頻段的阻抗值衰減嚴重。在10 MHz～20 MHz的頻率段#1扼流圈的阻抗值小于設計值，不達標。筆者將采用#1扼流圈的EMI濾波器加入原待測裝置，測試結果如圖8(a)所示。傳導電磁干擾在低頻段被衰減到很低的水平，但在4 MHz～20 MHz頻段超標，待測裝置未能通過傳導電磁干擾測試。

圖7 共模扼流圈共模阻抗測試值及變化趨勢

筆者利用本文提出的改進的Foster網(wǎng)絡串聯(lián)模型對其進行擬合及參數(shù)提取，結果如表1所示。

表1 共模扼流圈阻抗擬合結果

本研究增大仿真模型中的L或C值，保持模型中的其他參數(shù)不變，此時諧振頻率fr減小，阻抗曲線整體左移，扼流圈的阻抗高頻特性進一步惡化；減小仿真模型中的L或C值，保持其他參數(shù)不變，此時諧振頻率fr增大，阻抗曲線整體右移，扼流圈的阻抗高頻特性得到改善。

因此，本研究適當減少共模扼流圈的繞制匝數(shù)為10匝，并且將繞制方式從雙層繞制改進為單層繞制，此時#2扼流圈的阻抗曲線如圖7所示。同樣的，本研究對其進行阻抗測量、建模擬合及參數(shù)提取。由于#2扼流圈在150 kHz～30 MHz間只有一個主諧振峰，在高頻段未表現(xiàn)出傳輸線特性，故其第二級參數(shù)空缺。由擬合結果可知，#2扼流圈的電感值減小，且寄生電容也顯著減小，其阻抗高頻特性得到改善。#2扼流圈的阻抗值在150 kHz～30 MHz全頻段均達到設計要求。

本研究將采用#2扼流圈的EMI濾波器加入原待測裝置，傳導電磁干擾測試結果如圖8(b)所示。待測裝置通過傳導干擾測試。

圖8 傳導干擾測試結果

5 結束語

本文針對共模扼流圈現(xiàn)有高頻模型的缺陷，提出了一種改進的Foster網(wǎng)絡串聯(lián)模型，該模型可以很好地反應磁芯材料頻率特性對共模扼流圈阻抗的影響；在此基礎上，本研究提出了一種基于共模扼流圈阻抗特性優(yōu)化的EMI濾波器設計方法，并搭建了一臺1.25 kW的樣機進行對比實驗驗證。

實驗結果證明了本文提出的高頻模型的準確性以及EMI濾波器設計方法的有效性。