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(長(zhǎng)安大學(xué)汽車學(xué)院，陜西 西安 710064)

0 引 言

在純電動(dòng)汽車等對(duì)電流及電壓需要較大的設(shè)備中，需要對(duì)單體電池進(jìn)行串并聯(lián)[1]。但受限于電池制造精度的不足，串聯(lián)各單體之間會(huì)存在電壓與容量的差異，現(xiàn)階段通過(guò)電池均衡技術(shù)解決串聯(lián)各單體在使用過(guò)程中出現(xiàn)不一致性[2]，其研究集中于均衡電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)研究和均衡控制策略改進(jìn)兩大方面[3]，綜合現(xiàn)階段的研究現(xiàn)狀，提出以基于改進(jìn)型Boost電路的均衡器為核心的均衡拓?fù)潆娐罚摼怆娐纺軐?shí)現(xiàn)單體間的電量轉(zhuǎn)移，克服了相鄰單體之間并聯(lián)電容的均衡電路[4]存在的均衡路徑較長(zhǎng)、受影響單體多的缺點(diǎn)，且均衡效率較以電容或電感作為介質(zhì)將電量在兩單體間進(jìn)行轉(zhuǎn)移的均衡電路[5,6]顯著提升。另外不涉及具體均衡控制策略的研究，但在均衡指標(biāo)的選取上，考慮到端電壓作為均衡指標(biāo)[7,8]存在平臺(tái)期長(zhǎng)、均衡誤差大的缺點(diǎn)，在研究過(guò)程中以電池荷電狀態(tài)(State of Charge,SOC)作為均衡指標(biāo)，且均衡指標(biāo)SOC的參數(shù)來(lái)自于MATLAB/Simulink 自帶電池模型中的SOC估算功能，不涉及具體SOC估算方法[9]。同時(shí)均衡電路為非隔離直流轉(zhuǎn)換電路，拓展性強(qiáng)，可與現(xiàn)行的針對(duì)多單體的分層均衡結(jié)構(gòu)適配[10]。

1 均衡電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

均衡電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，該均衡電路包含開(kāi)關(guān)組a、開(kāi)關(guān)組b、串聯(lián)電池組(文中以6節(jié)單體電池串聯(lián)為例)以及均衡器四部分，其中開(kāi)關(guān)組a位于均衡器輸出一側(cè)，開(kāi)關(guān)組b位于均衡器輸入一側(cè)。在一次均衡過(guò)程中，通過(guò)控制開(kāi)關(guān)組a、b相應(yīng)開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通，該串聯(lián)電池組中的最高與最低均衡指標(biāo)(本文中以SOC為例)單體被分別接在均衡器的輸入與輸出端，電量經(jīng)由均衡器從高SOC單體轉(zhuǎn)移至低SOC單體。

圖1 均衡電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2 均衡器結(jié)構(gòu)及電路分析

2.1 均衡器結(jié)構(gòu)

假設(shè)在圖1所示的均衡電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，經(jīng)檢測(cè)判定均衡開(kāi)啟，且最高與最低SOC單體分別為B1與B2，開(kāi)關(guān)組a、b相應(yīng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通(導(dǎo)通控制過(guò)程非本文研究重點(diǎn))，得到如圖2所示的均衡器電路。如圖中所示電感Lm、開(kāi)關(guān)管S、二極管D及濾波電容C2構(gòu)成Boost電路，由Boost電路的升壓特性，其輸出端電壓高于輸入端電壓，相較于傳統(tǒng)的電容式均衡器均衡電流得以提升，且均衡電流大小與控制開(kāi)關(guān)管S的PWM占空比相關(guān)，由于不涉及對(duì)均衡控制策略的研究，下文中以矩形脈沖電壓信號(hào)源作為開(kāi)關(guān)管的控制信號(hào)。另外諧振電容C1與諧振電感Ls構(gòu)成諧振回路，利用諧振電路的振蕩特性，在諧振電容兩端電壓為零時(shí)，即開(kāi)關(guān)管S兩端電壓為零時(shí)導(dǎo)通開(kāi)關(guān)管S，減少開(kāi)關(guān)損耗。

圖2 均衡器電路拓?fù)?/p>

由圖2，均衡器電路的基礎(chǔ)為Boost電路，而在Boost電路中又按照流經(jīng)電感Lm的電流是否過(guò)零，將其分為連續(xù)、不連續(xù)以及臨界狀態(tài)，為了防止振鈴現(xiàn)象的出現(xiàn)[11]，電感Lm應(yīng)該工作在電流連續(xù)狀態(tài)，根據(jù)電感電流連續(xù)臨界條件：

(1)

式中，R為輸出端電阻值，此處表現(xiàn)為被均衡單體內(nèi)阻；Dc為對(duì)開(kāi)關(guān)管進(jìn)行控制的PWM(Pulse Width Modulation，脈沖寬度調(diào)制)占空比；Ts為開(kāi)關(guān)周期。

在對(duì)電感Lm進(jìn)行選值時(shí)，應(yīng)該大于式(1)中電感臨界值，使電路工作在電流連續(xù)狀態(tài)。另外在對(duì)諧振回路進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，諧振電容C1并聯(lián)在開(kāi)關(guān)管兩端，為了實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通前兩端電壓為零，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，諧振電容C1必須出現(xiàn)過(guò)零點(diǎn)，則開(kāi)關(guān)周期大于諧振周期，即開(kāi)關(guān)頻率fs小于諧振頻率f0，即：

(2)

式中，fs為開(kāi)關(guān)管S的開(kāi)關(guān)頻率；f0為L(zhǎng)C諧振電路的諧振頻率；Ls為諧振電感的電感值；C1為諧振電容的電容值。

2.2 均衡器電路分析

基于2.1中對(duì)均衡器電路各組成元器件間關(guān)系的分析，作出如圖3所示的一個(gè)周期(t0～t4)內(nèi)均衡器主要元器件的模擬量(電流或電壓)波形圖。

圖3 均衡器主要元器件模擬量波形圖

圖中Ugs為矩形脈沖電壓信號(hào)源波形圖，此處作為開(kāi)關(guān)管控制信號(hào)控制開(kāi)關(guān)管柵源極間電壓。電壓U0為開(kāi)關(guān)管的閾值電壓，當(dāng)電壓Ugs達(dá)到閾值電壓U0時(shí)開(kāi)關(guān)管S導(dǎo)通，反正則關(guān)斷。根據(jù)開(kāi)關(guān)管S的導(dǎo)通與關(guān)斷過(guò)程，選擇開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通前兩端電壓過(guò)零點(diǎn)作為分界點(diǎn)，可將一個(gè)周期分為四個(gè)階段，各階段的主要元器件模擬量波形已在圖3中給出，且各階段均衡器電路原理圖如圖4所示。

圖4 均衡器各階段電路原理圖

階段1(t0～t1)：如圖4(a)中所示，該階段為開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通前，電容C1充分放電，開(kāi)關(guān)管兩端電壓為零，且此時(shí)流經(jīng)電感Ls的電流大于流經(jīng)電感Lm的電流，開(kāi)關(guān)管的寄生二極管De充當(dāng)續(xù)流二極管，開(kāi)關(guān)管反向?qū)?，保證t1時(shí)刻開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)兩端電壓為零。

階段2(t1～t2)：如圖4(b)中所示，在t1時(shí)刻開(kāi)關(guān)管S導(dǎo)通，電感Lm進(jìn)入儲(chǔ)能狀態(tài)，電感Ls對(duì)輸出端釋放電量，則流經(jīng)電感Lm的電流逐漸增大，流經(jīng)電感Ls的電流逐漸減小，且Ls在t2時(shí)刻斷流。

階段3(t2～t3)：如圖4(c)中所示，電感Ls斷流，電感Lm持續(xù)儲(chǔ)能，電容C2對(duì)單體B2放電以維持輸出端電壓穩(wěn)定。

階段4(t3～t4)：如圖4(d)中所示，開(kāi)關(guān)管S關(guān)斷，單體B1與電感Lm對(duì)外放電，C1兩端電壓先增加，后由于二極管D正向?qū)?，電容C1與電感Lm同時(shí)對(duì)電感Ls放電，電容C1在t4時(shí)刻放電完畢，兩端電壓降至零。

由以上的均衡器電路原理分析可知，在一個(gè)周期內(nèi)，均衡器以電感Lm、電容C1、電感Ls以及電容C2作為儲(chǔ)能單元，分階段的將電量從單體B1轉(zhuǎn)移至單體B2，其中在階段1，根據(jù)式(2)控制電容C1在開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通前端電壓為零，在階段3由于LC諧振，二極管導(dǎo)通前電流為零，減小了開(kāi)關(guān)管與二極管的導(dǎo)通損耗，在一定程度上提升了均衡器的均衡效率。

3 仿真驗(yàn)證

3.1 仿真模型搭建

基于以上的分析，在MATLAB/ Simulink 仿真環(huán)境下對(duì)該均衡器進(jìn)行建模仿真。鋰電池模型選取MATLAB/ Simulink自帶鋰電池模型，設(shè)定額定電壓為3.7V，額定容量為2500mAh，B1與B2單體的SOC初始值為80%與70%。在仿真模型中，設(shè)置矩形脈沖電壓信號(hào)源的占空比為0.6，結(jié)合式(1)、(2)的賦值條件，計(jì)算得均衡器各組成部件賦值如下：Lm=0.2mH，Ls=0.04mH，C1=0.18μF，C2=2.2μF，開(kāi)關(guān)頻率為fs=40kHz。根據(jù)計(jì)算值搭建如圖5所示的仿真模型進(jìn)行均衡器仿真。

3.2 仿真結(jié)果及分析

對(duì)3.1中所搭建的仿真模型，設(shè)置仿真時(shí)長(zhǎng)為10s，得到的仿真結(jié)果如圖6所示，由圖易知高指標(biāo)單體均勻放電，低指標(biāo)單體均勻充電，均衡過(guò)程中未出現(xiàn)異常波動(dòng)，充放電曲線斜率為定值，且由曲線趨勢(shì)知兩單體在均衡終了時(shí)SOC值趨于一致。具體的，10s的仿真過(guò)程中，單體B1起始SOC為80%，終止時(shí)的SOC為79.9187%，單體B2相應(yīng)SOC值分別是70%與70.0669%，又因?yàn)閮蓡误w額定容量一致，根據(jù)10s的仿真結(jié)果，假設(shè)均衡全程(均衡起始至兩單體SOC一致)耗時(shí)tend，可對(duì)均衡全程效率做如下的簡(jiǎn)單計(jì)算：

圖5 均衡器仿真模型

圖6 兩單體SOC仿真曲線圖

由于仿真過(guò)程中未考慮線路損耗，此處將線路損耗忽略不計(jì)，有：

(3)

由對(duì)均衡效率的計(jì)算可知，該均衡器的均衡效率能達(dá)到80%以上，其主要原因是此方案所設(shè)計(jì)的均衡器能夠讓功率開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通前兩端電壓為零，且二極管D導(dǎo)通前電流為零，在高頻開(kāi)關(guān)電路中，對(duì)均衡效率的提升效果較好。但該均衡器仍有20%左右的損耗，分析認(rèn)為原因是：由于Boost電路的加入，輸出端的均衡電流變得較大，獲得均衡速度提升的同時(shí)，也加大了電池內(nèi)阻發(fā)熱損耗。

4 結(jié) 語(yǔ)

文中所提出的均衡器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，以Boost電路作為均衡基礎(chǔ)，提升了均衡電流，讓均衡得以快速進(jìn)行，同時(shí)可以通過(guò)調(diào)節(jié)控制開(kāi)關(guān)管的PWM占空比對(duì)均衡電流進(jìn)行調(diào)節(jié)，后續(xù)可以建立反饋調(diào)節(jié)機(jī)制，根據(jù)不同的均衡指標(biāo)差選擇不同的均衡電流。另外，該均衡器通過(guò)協(xié)調(diào)Boost電路與LC諧振電路，讓開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通前兩端電壓為零，減少了開(kāi)關(guān)損耗，提升了均衡效率，損耗散熱降低，減輕了電池?zé)峁芾韷毫?。但是，由于能量在兩單體間進(jìn)行轉(zhuǎn)移，針對(duì)串聯(lián)電池組單體較多的情況，為了滿足同時(shí)對(duì)多單體進(jìn)行均衡，需要設(shè)置多組均衡器進(jìn)行串并組合，相比被動(dòng)均衡而言，提高了均衡成本。