李濟同,李媛媛*,盧文科(.上海工程技術大學電子電氣工程學院,上海 060;.東華大學信息科學與技術學院,上海 060)

聲表面波(簡稱SAW)最初在18世紀50年代地震波的研究中被發(fā)現(xiàn),直到20世紀60年代,隨著對SAW性質的熟知和環(huán)境因素對其影響特性研究的進展[1],SAW微力傳感器的研究漸漸得到發(fā)展。這是一種結合了聲表面波技術、薄膜技術以及電子技術的新型傳感器[2],它通過敏感元件感應微力,根據敏感元件頻率的改變實現(xiàn)對微力的測量[3],具有準數(shù)字輸出、微型化、可無線無源化、多參數(shù)敏感性、結構工藝性好等特性[4]。

隨著SAW微力傳感器應用領域不斷拓展,測量環(huán)境日趨復雜[5],信號處理電路的研究顯得尤為重要。SAW微力傳感器的檢測通?；趯AW相位、頻率、幅值等參數(shù)變化的檢測來完成[6],因此振蕩電路的設計也是核心環(huán)節(jié)。2002年,Jason D S[7]提出采用DDS和PLL技術對SAW傳感器輸出信號進行檢測。2004年,辛長宇[8]對DDS技術提出改進。2005年,Rasol A H[9]提出模擬與數(shù)字結合的方法的設計方案。2007年,張亦[10]研究了改進的皮爾斯振蕩器對SAW傳感器信號進行處理。2011年,康迤[11]設計一種基于多條耦合器的SAW振蕩電路;Nordin A N[12]提出高頻CMOS-SAW振蕩器改善插入損耗和相位斜率。

通過前期的研究對比發(fā)現(xiàn),信號處理電路性能的提升可以通過振蕩電路的設計以及檢測方案的優(yōu)化實現(xiàn)。本文采用混頻檢測法,設計兩路新型SAW振蕩電路,將參考振蕩電路和檢測振蕩電路產生的信號送入混頻電路求出頻差[13]從而實現(xiàn)對微力的檢測。在混頻檢測法的電路優(yōu)化問題中,振蕩電路的靈敏度、噪聲干擾抑制、高頻穩(wěn)定性;濾波電路的增益平穩(wěn)度、衰減帶下降速度也是研究的重點。

1 信號處理電路原理及方案

1.1 信號處理電路原理

SAW微力傳感器的中心頻率是信號處理電路設計所必須的核心參數(shù),一般情況下,叉指換能器(簡稱IDT)結構和SAW在傳感器基片上的傳播速度共同決定傳感器的中心頻率[14],對于本文采用的延遲線型SAW微力傳感器,對輸入IDT施加一定頻率的電信號,通過逆壓電效應,傳感器基片表面產生SAW,SAW經延遲線傳播至輸出IDT,最后通過壓電效應轉換為電信號。

SAW的波長由IDT中叉指的寬度和相鄰叉指的間距共同決定[15],表達式為:λ=2(a+b),若SAW在基片材料上的傳播速度為Vs,能夠得到延遲線型SAW微力傳感器的中心頻率:

f0=Vs/(a+b)

(1)

微力傳感器中SAW的傳播特性會受到基片材料物理特性以及外界敏感參數(shù)的影響,例如,環(huán)境中溫度的變化、對基片材料施加微力等等,SAW的傳播速度或者幅度、相位則會產生相應的變化。所以需要在SAW微力傳感器的基礎之上設計信號處理電路對SAW速度或幅度變化的頻率進行讀取,并對干擾信號進行處理。

通常情況下,設SAW器件的介電常數(shù)為ε,環(huán)境溫度為t,壓強為p,基片表面密度為m(m/g2),電導率為σ,彈性參數(shù)為c(N/m2),根據表面擾動理論的內容,SAW的傳播速度:

Vs=v(m,ε,σ,c,t,p)

(2)

式(2)兩邊求導后除以Vs可得:

(3)

SAW振蕩電路頻率與傳播速度的關系:

Δf/f0=ΔVs/Vs=

(4)

根據式(4)得到振蕩頻率的變化量,且可以計算被測參數(shù)的值。

1.2 信號處理電路方案選擇

微力傳感器中SAW的相位、頻率、幅度等特性會受到基片材料物理特性以及外界敏感參數(shù)的影響,通常情況下可以通過對上述特性變化的檢測進而實現(xiàn)對敏感參數(shù)的檢測[16]?；祛l法的原理基于頻率檢測,基于兩路傳感器及參數(shù)一致的SAW振蕩電路構成,整體結構如圖1所示。

圖1 信號處理電路整體結構圖

如圖1所示,振蕩電路作為信號處理電路的信號源,結構上采用檢測和參考振蕩電路組成雙通道,前者檢測待測微力,后者用作參考,兩個通道輸出信號的表達式:

V1=A1cos(ω1t+φ1)

(5)

V2=A2cos(ω2t+φ2)

(6)

式(5)、式(6)中:A1、A2為輸出信號幅值;ω1、ω2為輸出信號角頻率;φ1、φ2為輸出信號初始相位。

信號變換電路由混頻、濾波和整形電路組成:信號V1和V2通過混頻電路后輸出信號V3,表達式:

V3=V1×V2=A1A2cos(ω1t+φ1)cos(ω2t+φ2)

(7)

根據三角變換公式,式(7)可表示為:

(8)

由式(8)可以看出混頻后信號包含ω1+ω2和ω1-ω2的頻率信號,需通過低通濾波電路濾除和頻ω1+ω2,僅保留差頻ω1-ω2信號V4,表達式:

V4=Acos[(ω1-ω2)t]

(9)

式中:A為低通濾波電路輸出信號的幅值。

信號V4到邏輯電平V5的轉換由整形電路完成?；祛l檢測法中,假設溫度等外界因素對基片材料的物理特性產生影響及系統(tǒng)噪聲信號引起的干擾導致振蕩電路產生的頻率變化量為Δω,由于兩路振蕩電路傳感器及參數(shù)一致,因此Δω相同,此時,低通濾波電路輸出信號表達式為:

V4o=Acos{[(ω1+Δω)-(ω2+Δω)]t}

=Acos[(ω1-ω2)t]

(10)

由式(10)可以看出:經混頻電路處理后,輸出差頻仍為ω1-ω2信號V4,兩路Δω被抵消,補償干擾帶來的誤差,改善靈敏度和檢測精度。

2 聲表面波振蕩電路

2.1 振蕩電路基本原理

振蕩電路包括晶體管放大器A和反饋網絡F,如圖2所示。接通有源器件瞬間的電子噪聲首先經過放大器放大,然后由反饋選頻網絡選出固定頻率,反饋到輸入端,建立初始振蕩[17]。隨著振蕩幅度不斷加大,有源器件產生非線性限制,以形成穩(wěn)定振蕩。

圖2 SAW振蕩電路結構圖

同時,振蕩電路正常工作必須滿足:

幅值條件:

Ga=Ls+Lp+Lm

(11)

相位條件:

φs+φa+φp=2nπ

(12)

式(11)、式(12)中:Ga為放大器增益,Ls為SAW器件插入損耗,Lp為選頻網絡插入損耗,Lm為其他部分插入損耗。φs為振蕩器相移,φa為放大器相移,φp為選頻網絡相移。

2.2 SAW微力傳感器選型

如圖5所示SAW微力傳感器部分測試結果,根據上述中心頻率與靈敏度關系的分析,本文選取中心頻率為49.8 MHZ的延遲線型SAW微力傳感器設計振蕩電路。

圖3 延遲線型SAW微力傳感器

圖4 網絡分析儀連接

圖5 傳感器測試結果

2.3 SAW振蕩電路性能分析

當振蕩電路的諧振頻率與SAW微力傳感器的中心頻率相等時,晶體阻抗最小,近似短路,此時電路滿足相位與振幅條件,選頻網絡發(fā)生諧振。因此根據SAW微力傳感器的中心頻率設計振蕩頻率為49.8 MHz的振蕩電路,原理圖如6所示。

圖6 SAW振蕩電路原理圖

振蕩電路的正常起振通過晶體管的諧振放大實現(xiàn)。對于理想的振蕩電路,其輸出信號:

V0=A0cos(ω0t)

(13)

式中:ω0=2πf0為振蕩頻率,但在實際工作環(huán)境中振蕩電路易受到噪聲影響,輸出:

V0=A(t)cos[ω0t+φ(t)]

(14)

式中:A(t)為調幅噪聲,φ(t)為相位噪聲,通過式(14)得到實際輸出頻率:

(15)

式(15)表明隨機的相位變化將引起輸出信號頻率的變化,可得振蕩電路的噪聲主要是由隨機相位的變化而產生的。而對相位噪聲的定量分析非常復雜,不但涉及半導體器件的內容,還與采用的分析模型有關,因此具體設計中,選取低噪聲的2N1711晶體管降低相位噪聲。

圖3所示中,R1=15 kΩ、R2=5.1 Ω為基極偏置電阻,R3=100 Ω為控制增益,R4=100 Ω為負載。選頻工作由C1、C2、L1完成,其中諧振頻率根據SAW傳感器的中心頻率確定,計算公式:

瀝青路面坑槽破損部分經過開槽成型后，其坑槽壁面與坑底表面石料直接裸露在空氣中，若直接填入冷補料，將導致冷補料與舊路面材料之間黏結力不足，從而形成壁面縫隙，影響修補路面的抗水損害能力[4]。因此，坑槽在開挖與清掃結束后應噴灑適量的改性乳化瀝青作為黏結層，以提高新舊料界面的黏結力。

(16)

然而由于三極管極間電容的存在,且電壓源、環(huán)境溫度等外界因素會使得高頻域內振蕩頻率的穩(wěn)定性受到影響[19],增大測量誤差。為降低這種影響,選頻用電容的取值要盡可能大于極間電容的值。但根據SAW振蕩電路Leeson相位噪聲模型:

(17)

式中:QL為有載品質因數(shù),f0為傳感器中心頻率,fs為頻率偏移量,S1(fs)、S0(fs)分別為、輸入、輸出相位噪聲的功率譜密度?？芍袷庮l率一定時,若電容值取得過大,那么對應的電感值會變得很小,可能導致該級別電感市場上可選值過少,加上查閱資料得到晶體管2N1711的最大輸出電容為25 pF,并結合式(18)得出C1=100 pF,C2=100 pF,L1=1 μH。

3 信號變換電路

低通濾波電路基于Ⅱ型切比雪夫濾波器設計,由于需要通過的信號主要集中在500 kHz以下,所以選用具有高增益帶寬的LM6172放大器,其噪聲低、轉換速率高、失真率低的特點符合設計需求。濾波電路原理圖如圖7所示。

圖7 濾波電路原理圖

如圖7所示采用兩級二階濾波器級聯(lián)設計完成。以圖5中U1A為例,集成運算放大器與R10、R11組成壓控電壓源,其中運放為同向輸入,在運算放大器輸出端到同相輸入端通過R11引入負反饋,輸入阻抗高,輸出阻抗低,且性能穩(wěn)定,增益易調節(jié)。其中電阻R9=R12=320 Ω,R10=R11=1 kΩ,電容C6=C8=1.2 nF,U1B中元件參數(shù)同理。對濾波電路使用示波器進行測量,測得濾波電路幅頻特性,圖8所示。

圖8 濾波電路幅頻特性

由圖8可見,低通濾波電路通頻帶內信號的增益平穩(wěn),基本沒有紋波,且在輸入信號頻率達到截止頻率時,濾波器的衰減帶下降較快,能夠將與截止頻率相近的信號濾掉,大大減小對后面電路的影響。

整形電路采用LM393芯片組成的電壓比較器實現(xiàn),設置閾值22 mV,根據分壓原理可得R13=1 kΩ,R14=250 kΩ,R21=4.7 kΩ為上拉電阻,整形電路原理圖如圖9所示。

圖9 整形電路原理圖

4 信號處理電路仿真與分析

系統(tǒng)整體電路圖如圖10所示,兩路振蕩電路輸出端分別接混頻器的兩個輸入,濾波電路的輸入端接混頻電路的輸出端,由整形電路接收濾波電路的輸出信號,至此,完成SAW微力傳感器信號調理電路的搭建。

圖10 整體電路圖

圖11 振蕩電路輸出信號

通過Multisim軟件對信號處理電路進行仿真,使用示波器對各模塊電路分別進行測試后再對整體電路進行測試。如圖11～圖14所示分別為振蕩電路、混頻器、濾波電路和整體電路輸出信號仿真波形圖。

圖12 混頻器輸出信號

圖13 濾波電路輸出信號

圖14 整體電路輸出信號

由圖11可見,振蕩電路輸出信號的頻率穩(wěn)定度較高,雖然與SAW微力傳感器的中心頻率存在微小差異,但主要關注參數(shù)為兩路振蕩電路混頻后的信號,所以誤差可以忽略;圖12表明混頻后穩(wěn)定輸出中頻信號,但由于信號中高頻噪聲干擾的存在,需要低通濾波電路濾除高頻噪聲,圖13中顯示信號經濾波電路輸出后達到理想的效果,最后在整個電路搭建完成后對其進行仿真得到穩(wěn)定輸出的邏輯電平信號如圖14,且電壓幅值為5 V,滿足一般處理器識別的需求。

5 結束語

本文在SAW微力傳感器的基礎之上,設計信號處理電路?；赟AW微力傳感器搭建振蕩電路,解決了SAW振蕩電路在高頻穩(wěn)定性、噪聲抑制以及靈敏度等方面問題;選取混頻檢測法為測量方案,穩(wěn)定輸出中頻信號,實現(xiàn)將兩路SAW振蕩電路的差頻信號作為待測信號、克服了因單路SAW振蕩電路輸出的高頻信號導致測頻困難的問題;設計具有平穩(wěn)增益、衰減帶下降快的濾波電路濾除高頻噪聲干擾,并搭建整形電路保證輸出信號可供一般處理器識別,從而在實際中更容易對敏感參數(shù)進行測量。加上在高頻穩(wěn)定性、靈敏度等方面的優(yōu)勢,對SAW微力傳感器的發(fā)展、應用領域的開拓有著一定的幫助。