梅建偉,田艷芳,羅 敏,劉 杰,魏海波

湖北汽車工業(yè)學(xué)院 電氣與信息工程學(xué)院,湖北 十堰 442002

課題研制的電動汽車用充電機采用電壓型半橋逆變器，具有結(jié)構(gòu)簡單，使用器件少，功率管承受的電壓應(yīng)力小等優(yōu)點，但這種電路的缺點在于直流分壓電容不均壓，從而使分壓電容中點電壓漂移，導(dǎo)致輸出電壓和電流畸變，使系統(tǒng)性能惡化[1]。

文獻(xiàn)[2,3]提出了一種簡單的解決電容中點電壓漂移的方法，文獻(xiàn)[4]論證了傳統(tǒng)的電壓電流反饋控制無法解決電容電壓的偏壓問題，提出了一種基于調(diào)制波反饋的電容電壓均衡控制策略，但由于在許多工程應(yīng)用中，需要得到較好的電流波形，甚至不允許輸出電流畸變，因此，通過分析充電主回路的工作原理，論證了電容中點電壓的偏移與逆變器頻率與MOSFET占空比之間的關(guān)系，提出了電壓型半橋逆變器電容電壓均衡約束條件，采用混合調(diào)制時，只要保證頻率和占空比滿足約束條件，電容中點電壓偏移可控，樣機實驗結(jié)果表明，該方法能夠有效解決分壓電容中點電壓漂移的問題。

該充電機可以實現(xiàn)離線和在線充電，適用于低速城郊電動汽車、電動高爾夫球車、觀光旅游區(qū)載客電動車、電動巡邏車等。

1 系統(tǒng)主回路

系統(tǒng)主回路實現(xiàn)將單相交流電按照充電流程轉(zhuǎn)換成不同波形的直流電給電池充電。其主電路結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

圖1 充電機主回路Fig.1 The main loop of charger

1.1 技術(shù)要求

輸入電壓：AC:220 V±20%，輸出電壓：DC 25 V∽75 V；額定電流：15 A；功率因素：＞90%；效率：＞90%；四段式充電過程：預(yù)充電、恒流充電、恒壓充電和浮充；保護(hù)功能：充電機輸出過壓保護(hù)、開路保護(hù)、電池反接保護(hù)、電池欠壓保護(hù)、短路保護(hù)，電池溫度過熱保護(hù)及充電機過熱保護(hù)。

1.2 主電路工作原理

主電路是電壓型單相半橋逆變電路，其中，T1及輔助電容C1、C2組成輸入EMI濾波器，不可控整流電路輸出的脈動直流電壓經(jīng)母線電解電容C3轉(zhuǎn)換成恒定直流電壓，實際系統(tǒng)中用4個330 UF的電容并聯(lián)，C4、C5是直流分壓電容，R1、R2是直流分壓電容的均壓電阻，Q1、Q2為MOSFET，其中D5、D6分別為Q1、Q2的寄生二極管，T2為高頻變壓器，系統(tǒng)工作頻率為150 KHz～330 KHz，D7、D8及電感L1、輔助電容C6、C7組成全波整流及濾波電路將高頻脈沖電壓變換成直流電對電池充電。

2 半橋逆變器等效電路工作原理

圖2 半橋逆變器電路Fig.2 Half-bridge inverter circuit

當(dāng)上橋臂MOSFET導(dǎo)通時，其等效電路如下圖所示：

圖3 模式1等效電路Fig.3 The equivalent circuit of mode 1

圖4 模式2等效電路Fig.4 The equivalent circuit of mode 2

圖5 模式3等效電路Fig.5 The equivalent circuit of mode 3

圖6 模式4等效電路Fig.6 The equivalent circuit of mode 4

模式1中：

上橋臂MOSFETQ1導(dǎo)通，直流母線通過Q1、變壓器一次側(cè)等效電感對直流分壓電容C2充電，此時分壓電容C2兩端的電壓在Ud/2的基礎(chǔ)上升高，同時直流分壓電容C1通過Q1、變壓器一次側(cè)等效電感放電，此時分壓電容C1兩端的電壓在Ud/2的基礎(chǔ)上降低。

模式2中：

上橋臂MOSFETQ1截止后，變壓器一次側(cè)電感電流通過直流分壓電容C2、下橋臂二極管D2續(xù)流，續(xù)流過程中對直流分壓電容C2充電，此時分壓電容C2兩端的電壓繼續(xù)升高，同時變壓器一次側(cè)電感電流通過直流分壓電容C1、直流母線以及下橋臂二極管D2續(xù)流，對直流分壓電容C1反向充電，此時分壓電容C1兩端的電壓進(jìn)一步降低。

上橋臂MOSFET關(guān)斷后，由于變壓器一次側(cè)電感的影響，使得變壓器一次側(cè)電流不能立刻將為零，電感中的電流一部分通過圖4(a)中的電路續(xù)流，根據(jù)式(3～2)可知，該部分續(xù)流的電流為電感中電流的一半，并且對分壓電容C2充電，使得C2兩端的電壓上升，同時電感中的電流的另一半沿著圖4(b)的電路進(jìn)行續(xù)流，該部分續(xù)流的電流為電感中電流的一半，并且分壓電容C1放電，使得C1兩端的電壓下降，從而保證母線電壓基本維持不變。

模式3中：

電感中的電流續(xù)流結(jié)束后，下橋臂MOSFETQ2導(dǎo)通，直流母線通過Q2、變壓器一次側(cè)等效電感對直流分壓電容C1充電，此時分壓電容C1兩端的電壓升高，同時直流分壓電容C2通過變壓器一次側(cè)等效電感、Q2放電，此時分壓電容C2兩端的電壓降低。

模式4中：

下橋臂MOSFETQ2截止后，變壓器一次側(cè)電感電流通過上橋臂二極管D1、直流分壓電容C1續(xù)流，續(xù)流過程中對直流分壓電容C1充電，此時分壓電容C1兩端的電壓繼續(xù)升高，同時變壓器一次側(cè)電感電流通過直流分壓電容C2、直流母線以及上橋臂二極管D1續(xù)流，對直流分壓電容C2反向充電，此時分壓電容C2兩端的電壓進(jìn)一步降低。

下橋臂MOSFET關(guān)斷后，由于變壓器一次側(cè)電感的影響，使得變壓器一次側(cè)電流不能立刻將為零，電感中的電流一部分通過圖6(a)中的電路續(xù)流，根據(jù)式(3～2)可知，該部分續(xù)流的電流為電感中電流的一半，并且對分壓電容C1充電，使得C1兩端的電壓上升，同時電感中的電流的另一半沿著圖6(b)的電路進(jìn)行續(xù)流，該部分續(xù)流的電流為電感中電流的一半，并且分壓電容C2放電，使得C2兩端的電壓下降，從而保證母線電壓基本維持不變。

3 電容中點電壓偏移理論分析

設(shè)C1=C2=C，R1=R2=R=150 K，由于并聯(lián)均壓電阻很大，故電阻中的電流忽略不計。

由上圖：uc1+uc2=Ud

由圖2等效電路可知，在模式1中，對直流分壓電容而言，母線電壓通過負(fù)載對電容C2充電，電容C1通過負(fù)載放電，此時電容C1兩端的電壓下降，而電容C2兩端的電壓升高，造成電容中點電壓偏移。

下面分析電容中點電壓偏差與電容量大小、開關(guān)頻率以及占空比之間的關(guān)系。

3.1 電容電壓偏差與頻率、電容容量以及負(fù)載輕重大小之間的關(guān)系

設(shè)即有：

由上述分析可知：

1、電容電壓在初始值基礎(chǔ)上瞬時電壓最大波動量為：

2、兩個電容電壓平均值波動量為：

從上面的式子可知，如果阻感性負(fù)載電流為正弦波時，分壓電容中點的電壓偏差與開關(guān)頻率、分壓電容的電容量以及開機瞬間的電感電流的初始相位有關(guān)，實際中令：ΔU=ΔUmax

則：

在電壓型半橋逆變電路中，如果利用頻率進(jìn)行調(diào)節(jié)輸出功率時，為了保證分壓電容中點電壓偏移在ΔUmax范圍之內(nèi)，那么頻率調(diào)節(jié)有一個最小值，如果頻率調(diào)節(jié)越過這個下限，將造成變壓器一次側(cè)電流發(fā)生畸變。

3.2 電容電壓偏差與占空比之間的關(guān)系

設(shè)上橋臂導(dǎo)通時間為S1，在圖1中由平均值模型可以得到：

在圖1中：

結(jié)合(5)、(6)可得：

令：可得：

可以得到：

可得：

令：

同理：

可得：

其中：

直流分壓電容中點電壓波動量的平均值為：

故得：

在電壓型半橋逆變電路中，當(dāng)調(diào)節(jié)占空比調(diào)節(jié)輸出功率時，為了保證分壓電容中點電壓偏移在ΔUmax范圍之內(nèi)，占空比調(diào)節(jié)有一個最小值，如果占空比小于這個最小值，將造成變壓器一次側(cè)電流發(fā)生嚴(yán)重畸變。

4 抑制充電機輸出電流畸變控制策略

由式(3)、(7)可知，分壓電容中點電壓的偏移與上下開關(guān)管的導(dǎo)通時間、開關(guān)頻率、變壓器一次側(cè)等效電感、分壓電容的電容量、負(fù)載輕重以及直流母線電源電壓波動有關(guān)。其控制框圖如圖7所示。原理是在傳統(tǒng)電壓電流雙閉環(huán)控制基礎(chǔ)上，電流環(huán)控制時，當(dāng)反饋電流差值的絕對值大于給定值時，進(jìn)入占空比PI調(diào)節(jié)器，占空比PI調(diào)節(jié)器的輸出增加一個上下限環(huán)節(jié)，使得占空比只能在一定范圍之內(nèi)進(jìn)行變化，當(dāng)變壓器二次側(cè)電流的和值大于電壓環(huán)的輸出時，此時進(jìn)入頻率PI調(diào)節(jié)器，頻率PI調(diào)節(jié)器的輸出增加一個上下限環(huán)節(jié)，使得頻率只能在一定范圍之內(nèi)進(jìn)行變化，頻率和占空比的處于下限時，直流分壓電容的中點電壓偏移量在允許的范圍之內(nèi)，通過該控制策略的優(yōu)化使電路穩(wěn)定工作時變壓器一次側(cè)電壓不含直流分量，從而基本消除直流分壓電容電壓偏差，抑制了輸出電流畸變。

圖7 控制電路結(jié)構(gòu)圖Fig.7 Control circuit structure diagram

5 實驗結(jié)果與分析

5.1 實驗步驟以及實驗條件

輸入電壓：AC:220 V±20%；

分別測量5節(jié)鉛酸蓄電池空載電壓，將5節(jié)鉛酸蓄電池(12 V/45 AH)串接，進(jìn)行充放電，并用示波器觀測，放電至10 V左右時停止；

開始充電，根據(jù)示波器顯示數(shù)值記錄電壓電流實時數(shù)據(jù)，并保存實時電流電壓波形；

放電后重復(fù)步驟3，觀測是否有漏掉的階段，是否有較大出入的數(shù)據(jù)。

5.2 實驗波形

圖8 中點電壓偏移時波形圖Fig.8 Waveform diagram of midpoint voltage offset

圖9 偏壓時變壓器一次側(cè)電壓Fig.9 Transformer primary voltage at bias voltage

圖10 無偏壓時變壓器一次側(cè)電壓和電流Fig.10 Transformer primary side voltage and current without bias voltage

5.3 充電過程曲線

圖11 四段式充電過程曲線圖Fig.11 Four-section charging process graph

5.4 結(jié)果分析

1、如圖8(a)所示，當(dāng)半橋逆變器功率MOSFET的占空比小于某一固定值時(實驗測試為22%)，直流分壓兩個電容兩端的電壓uc1和uc2的大小不相等，中點電壓出現(xiàn)偏移，此時同時如圖8(b)所示變壓器二次側(cè)電流出現(xiàn)不對稱現(xiàn)象，一個繞組電流大，另一個繞組電流??；

2、如圖9所示，當(dāng)半橋逆變器功率MOSFET的占空比小于某一固定值時(實驗測試為22%)，變壓器一次側(cè)電壓波形出現(xiàn)不對稱現(xiàn)象；

3、如圖10所示，當(dāng)半橋逆變器功率MOSFET的占空比大于25%時，變壓器一次側(cè)電壓電流波形對稱性比較好；

4、測試時，開關(guān)頻率在150KHz—330KHz的范圍內(nèi)進(jìn)行變化，當(dāng)頻率較低時變壓器出現(xiàn)飽和現(xiàn)象，損耗較大；

5、如圖11所示，實際測試的充電過程曲線能夠滿足技術(shù)要求。

6 結(jié)論

本課題研制的電動汽車用充電機主回路采用電壓型半橋逆變器，針對直流分壓電容電壓偏移的問題，本文提出的一種基于占空比和頻率分段調(diào)節(jié)的控制策略，抑制了輸出電流畸變，理論和實驗結(jié)果證明了該控制策略的有效性，采用該方案的充電機結(jié)構(gòu)簡單，成本低，單機功率最大可達(dá)到2 kw，具有一定的理論和實用價值。

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