孫小偉，郭　璇，王潤田

(1. 中國科學院大學，北京 100049； 2. 中國科學院 聲學研究所東海研究站，上海 201815)

0　引　言

MultiPing(Multiple Pings)技術(shù)是指在深海探測時，為了提高探測效率，連續(xù)向海底發(fā)射多列脈沖聲信號的一種探測技術(shù)[1]，與傳統(tǒng)單Ping發(fā)射技術(shù)相比，有效提高了探測效率. 目前，這項技術(shù)主要用于2 000 m以上水深的探測設備，如美國Edge Tech公司的3300 hull mount[2]、美國bethos公司的CAP6600 ChirpIII[3]、美國SyQuest公司的Bathy2010TM CHIRP[4]、德國ATLAS公司的PARASOUND[5]等等. 目前，多數(shù)設備上使用的MultiPing技術(shù)為連續(xù)向下發(fā)射多列Chirp信號，以信號發(fā)射的順序與信號接收的順序一致為前提進行接收信號處理，從而得到海底的信息. 但是實際應用過程中會有特殊的情形，如其中幾列信號遇到海脊提前發(fā)生反射，后一列信號的回波可能比前一列信號的回波先到達，即前后列信號接收順序發(fā)生了變化，這種情況下，傳統(tǒng)MultiPing技術(shù)得到的海底信息就不準確了. 基于此背景，本文提出一種連續(xù)發(fā)射多列編碼信號的MultiPing探測方法，對多Ping發(fā)射的每一列信號進行編碼，使用2DPSK方式進行相位調(diào)制，對回波接收信號進行解碼，這樣就可以根據(jù)碼元一致性使發(fā)射信號與接收信號相對應，從而解決了前后列回波信號識別問題，還可以得到準確的聲程，從而根據(jù)多組編碼信號的結(jié)果得到最終的海底信息. 同時，此方法在現(xiàn)有多Ping發(fā)射的基礎上還可以減小發(fā)射時間間隔，提高發(fā)射效率及海底探測精度.

本文以ADSP-CM403F混合信號控制處理器為核心設計了MultiPing編碼發(fā)射系統(tǒng)，可以發(fā)射任意相位調(diào)制的編碼，實現(xiàn)了頻率、波形、序列時長、時間間隔、電壓幅度的自由可控； 并設計實驗以2DPSK[6,7]信號為基礎，在水池環(huán)境下，由ADSP-CM403F輸出編碼信號經(jīng)功率放大器驅(qū)動發(fā)射換能器進行發(fā)射，使用水聽器接收并用此信號模擬深海MultiPing編碼回波信號. 使用Matlab/Simulink搭建回波解碼的模型，基于延時相乘的差分相干解調(diào)法[8]解調(diào)，并使用Gardner內(nèi)插算法[9,10]進行位同步. 最后，得出解碼結(jié)果，并在Scope中顯示回波信號解碼的時間和碼元編碼序列，驗證了該方法的正確性.

1　系統(tǒng)設計

整個系統(tǒng)設計的框圖如圖 1 所示，計算機將不同的編碼波形信號傳入ADSP-CM403F的內(nèi)存中，使用DSP將其以指定時間間隔發(fā)出，經(jīng)功率放大器驅(qū)動發(fā)射換能器進行發(fā)射. 信號經(jīng)過水下傳播、反射以后，使用接收換能器接收回波信號，經(jīng)過接收處理單元處理，在計算機中進行解碼并顯示結(jié)果.

圖 1　編碼MultiPing系統(tǒng)設計Fig.1　Coded MultiPing system design

圖 2　ADSP-CM403F混合信號控制處理器Fig.2　ADSP-CM403F mixed signal control processor

2　編碼信號的形成方法

編碼MultiPing信號的輸出部分由ADSP-CM403F混合信號控制處理器完成，其實物如圖 2 所示. ADSP-CM403F的處理器內(nèi)核為ARM?Cortex-M4TM，其浮點運算單元工作頻率最高達240 MHz，集成最高2 MB閃存、最高384 KB SRAM存儲器、多個片上加速器和功能齊全的外設. 它可在一個集成封裝中提供RISC式編程能力、信號處理和高級通信能力[11].

ADSP-CM403F有兩個12位DAC，采用低功耗串式設計，本文使用其片內(nèi)數(shù)模轉(zhuǎn)換控制器DACC控制信號DAC輸出. 編碼MultiPing信號輸出的編程框圖如圖 3 所示，使用Matlab生成不同編碼的數(shù)據(jù)文件，DSP初始化以后，首先配置時鐘，并將數(shù)據(jù)文件下傳到ADSP-CM403F的內(nèi)存中. 然后將波形1 保存到緩存buffer中，此時根據(jù)串式DAC的特性，可以調(diào)整傳入緩存數(shù)據(jù)的幅值大小、速率、長短，這些分別與發(fā)射波形的幅度、頻率和波形長度一一對應，從而達到自由改變的目的. 將緩存數(shù)據(jù)通過DMA(direct memory access)送入DAC的FIFO(first input first output)中，根據(jù)系統(tǒng)時鐘SCLK的時序控制將波形1輸出，波形1的輸出與否會由回調(diào)函數(shù)CALLBACK反饋回到編輯器IAR Embedded Workbench中，并在顯示窗口中顯示出來. 波形1輸出之后調(diào)用延時模塊，延時時間即為發(fā)射時間間隔，依次發(fā)射波形2,3,…,n. 由此完成了使用ADSP-CM403F混合信號處理器的連續(xù)多列編碼信號的DSP發(fā)射.

圖 3　編碼MultiPing信號的ADSP-CM403F編程框圖Fig.3　Coded MultiPing signal ADSP-CM403F programming block diagram

對發(fā)射信號編碼的主要目的是進行信號識別，所以本文選用了簡單實用的2DPSK(二進制差分相移鍵控)調(diào)制方式進行編碼信號的調(diào)制，2DPSK根據(jù)前后碼元的初相之差傳遞信息，其調(diào)制的編碼信號使用ADSP-CM403F輸出結(jié)果如圖 4 所示. 圖4(a)為編碼0000100001000010000的輸出波形圖，其頻率為75 kHz，幅值為0.58 V，信號時長為0.33 ms. 圖4(b)為連續(xù)2列不同編碼波形的輸出圖，其頻率為 75 kHz，幅值為0.58 V，發(fā)射間隔為85 μs. 圖4(c)為連續(xù)2列不同幅值的編碼波形輸出圖，其頻率為20 kHz，前一列信號的幅值為0.58 V，后一列信號的幅值為0.3 V，發(fā)射間隔為400 μs. 圖4(d)為連續(xù)4列編碼MultiPing的信號輸出圖，每一列信號的編碼不同，其頻率為75 kHz，幅值為0.58 V，發(fā)射間隔為45 ms. 經(jīng)過多組實驗測試，結(jié)果表明，ADSP-CM403F可以根據(jù)需求準確的輸出MultiPing編碼信號.

圖 4　ADSP-CM403F輸出2DPSK調(diào)制方式編碼波形圖Fig.4　ADSP-CM403F output 2DPSK modulation mode coded waveform diagram

3　回波解碼模型設計

本文以2DPSK調(diào)制編碼信號為對象研究連續(xù)多列MultiPing回波信號的解碼方法. 解碼采用延時相乘的差分相干解調(diào)法，其原理如圖 5 所示. 這種方法不用產(chǎn)生相干載波，電路簡單，結(jié)果準確.

圖 5　差分相干解調(diào)法原理圖Fig.5　Schematic diagram of differential coherent demodulation

設接收到回波信號的表達式為

s1(t)=acos(ωt+θk),

(1)

式中：θk為第k個碼元的初始相位，則經(jīng)過延時以后的2DPSK信號表達式為

s2(t)=acos(ωt+θk-1),

(2)

θk-1為前一碼元(即k-1碼元)的相位，經(jīng)過乘法器以后輸出為

(3)

低通濾波濾除高頻分量2ω后的表達式為

(4)

式(4)為最后抽樣判決的表達式. 抽樣判決的規(guī)則為：

根據(jù)以上討論我們知道，只要將s4(t)在準確的時刻進行判決，就能得到2DPSK信號的正確編碼信息. 為了在接收端獲得最佳判決，經(jīng)過低通濾波以后的信號在抽樣判決之前還要進行位同步. 本文所使用的Gardner內(nèi)插同步算法原理如圖 6 所示. 首先，利用插值濾波器得到內(nèi)插樣值，然后，利用定時誤差檢測器進行誤差檢測，經(jīng)環(huán)路濾波器去除高頻噪聲，將得到的誤差送回插值濾波器進行修正，這樣就可以在信號的最大值處進行重采樣，得到在每個碼元最大值處取樣的值，并顯示出解碼結(jié)果.

圖 6　Gardner內(nèi)插同步算法原理圖Fig.6　Schematic diagram of Gardner interpolation synchronization algorithm

4　實驗解碼驗證

在實驗室水池環(huán)境下設計實驗發(fā)射與接收2DPSK編碼信號，編碼信號由ADSP-CM403F發(fā)出，使用雙極性功率放大器HSA4012進行功率放大，用75 kHz中心頻率發(fā)射換能器垂直向下發(fā)射，將水聽器置于發(fā)射換能器下方0.5 m處接收發(fā)射信號，使用換能器收發(fā)合置接收回波信號，并將回波信號保存.

圖 7 為圖4(a)中編碼信號使用換能器發(fā)射之后，水聽器和換能器接收的信號. 圖7(a)為實際發(fā)射信號，通過多組實驗發(fā)現(xiàn)，2DPSK信號在經(jīng)過換能器發(fā)射后，信號的前部會有一個小周期的起振，信號末尾會有拖尾現(xiàn)象的存在. 所以在解碼時，信號的前部會多出一個碼元，并且每列解調(diào)信號的前25位即為解碼結(jié)果. 圖7(b)為換能器接收到的回波信號，回波信號已經(jīng)無法直觀地分辨波形的編碼信息.

圖 7　0000100001000010000編碼發(fā)射與回波信號波形圖Fig.7　0000100001000010000 coded transmit and echo signal waveform

在水池實驗接收到的回波信號中加入不同信噪比的高斯白噪聲，模擬深海環(huán)境下編碼MultiPing回波信號進行解碼研究. 將6列不同編碼的模擬回波信號輸入Matlab/Simulink中進行解碼，得到的結(jié)果如圖 8 所示，圖中橫坐標為時間，單位為s，縱坐標為電壓，單位為V，從上到下四張圖依次為加入 10 dB 高斯白噪聲后的模擬回波信號、回波信號帶通濾波后與延時一個碼元信號相乘的結(jié)果、相乘經(jīng)過低通濾波后信號以及差分相干解碼的抽樣判決結(jié)果.

圖 9 為第一列模擬回波解碼放大圖形，從圖中可以知道回波解調(diào)出的碼元序列為00001000100010001，與發(fā)射信號的碼元序列一致，故解碼正確. 從圖中可以得到每一列回波的準確到達時間和碼元序列，將其與信號的發(fā)射時間和碼元相對比，就可以測算出每一列編碼信號傳播的時間和距離，進而得到需要的海底信息. 采用編碼MultiPing方法進行深海海底探測時，發(fā)射信號與接收信號的順序并不需要相同，因此可以連續(xù)發(fā)射多列信號，這樣不但提高了發(fā)射效率，同時，短時間內(nèi)可以得到多組回波信號，提高了探測精度.

圖 8　編碼MultiPing模擬回波解碼圖Fig.8　Coded MultiPing analog echo signal decoding diagram

圖 9　第一列模擬回波信號解碼放大圖Fig.9　 The first column of analog echo signal decoding

圖 10　不同判決門限下噪聲信噪比與誤碼率的關(guān)系Fig.10　The relationship between noise SNR and BER under different decision thresholds

模擬回波解碼時，加入不同信噪比的高斯白噪聲對應著不同的誤碼率，同時判決門限對誤碼率也有影響. 經(jīng)過低通濾波以后信號的幅值為 -0.1～0.8 V，不同抽樣判決門限下，噪聲與誤碼率的關(guān)系如圖 10 所示. 從圖中可以看出，誤碼率隨信噪比減小而增加，當判決門限過小時，如圖中的 0.005 V，碼間干擾會比較大，無法全部解碼； 同時，判決門限越大，誤碼率越低； 然而，判決門限有一個極值，圖中當判決門限為0.08 V的時候，無論信噪比為多少，都會有很大的誤碼率. 因此，在此條件下，0.04 V的判決門限效果最好，抗噪聲能力強.

5　結(jié)　論

本文主要研究連續(xù)多列編碼MultiPing的發(fā)射與解碼技術(shù). 首先，使用ADSP-CM403F混合信號處理器實現(xiàn)了頻率、波形、時長、時間間隔、電壓幅度自由可控的編碼MultiPing的DSP發(fā)射. 其次，基于Matlab/Simulink搭建了連續(xù)多列2DPSK信號的解碼模型，并以實驗所得2DPSK編碼回波信號為對象，實現(xiàn)了模擬回波的解碼和波達時間定位. 另外，對比了不同抽樣判決門限下噪聲與誤碼率的關(guān)系，得出此條件下0.04 V的最佳判決門限. 綜上，編碼MultiPing技術(shù)在深海海底探測中應用的可行性得到了驗證. 本文結(jié)果是在假設回波信號之間沒有混疊的情況下得出的，當存在混疊時，需要在本文的基礎上加入頻率編碼做進一步研究.