摘要： 隨著衛(wèi)星導(dǎo)航技術(shù)的發(fā)展， 可同時(shí)工作于雙頻段或多頻段的接收天線(xiàn)近年來(lái)得到日益廣泛的關(guān)注。 本文設(shè)計(jì)了兩種可工作于北斗-B3（1.268 GHz）和GPS-L1（1.590 GHz）雙頻段的低剖面圓極化微帶天線(xiàn)。 一種由一個(gè)天線(xiàn)單元實(shí)現(xiàn)雙頻帶工作； 另一種由五個(gè)單元的小型天線(xiàn)陣列實(shí)現(xiàn)， 陣列中心單元工作在較高頻段， 周?chē)膫€(gè)相同的單元工作在較低頻段。 為了滿(mǎn)足衛(wèi)星導(dǎo)航天線(xiàn)低剖面、 小尺寸的應(yīng)用需求， 兩種天線(xiàn)均選用了較高介電常數(shù)的介質(zhì)基板并采用層疊結(jié)構(gòu)。 同時(shí)， 使用威爾金森功分器， 通過(guò)雙饋法實(shí)現(xiàn)圓極化， 有效展寬了天線(xiàn)的圓極化帶寬， 使天線(xiàn)具有良好的圓極化性能。

關(guān)鍵詞： 衛(wèi)星導(dǎo)航； 微帶天線(xiàn)； 雙頻段； 圓極化

中圖分類(lèi)號(hào)： TN820.1+1文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A文章編號(hào)： 1673-5048（2018）02-0049-07

0引言

隨著導(dǎo)航技術(shù)的不斷發(fā)展， 設(shè)備的可靠性、 定位的精確度都達(dá)到了新的水準(zhǔn)， 多種導(dǎo)航系統(tǒng)兼容的工作模式有利于實(shí)現(xiàn)頻率復(fù)用， 達(dá)到系統(tǒng)兼容的目的， 這就使得可工作于多頻段的衛(wèi)星導(dǎo)航天線(xiàn)優(yōu)越性日益凸顯[1-2]。 衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)對(duì)設(shè)備提出了小型化、 低剖面的要求， 微帶天線(xiàn)憑借自身小且薄、 易集成等特點(diǎn)[3]， 被廣泛應(yīng)用于衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)中。 圓極化天線(xiàn)的抗極化失配、 抗多徑效應(yīng)等特點(diǎn)也使其成為導(dǎo)航系統(tǒng)的首選極化形式[4]。

微帶天線(xiàn)主要依靠單饋法、 多饋法和多元法來(lái)實(shí)現(xiàn)圓極化。 單饋法是最易實(shí)現(xiàn)的方式， 其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、 加工便捷且成本低廉、 易于小型化設(shè)計(jì)， 在極化和帶寬要求不高的情況下被廣泛使用。 多饋法通過(guò)正交的饋電點(diǎn)激勵(lì)簡(jiǎn)并模實(shí)現(xiàn)圓極化， 可以有效展寬圓極化帶寬， 改善極化性能， 然而饋電網(wǎng)絡(luò)的使用， 增加了設(shè)計(jì)難度和工藝復(fù)雜度。 多元法與多饋法原理一致， 均是依靠多個(gè)饋點(diǎn)之間產(chǎn)生相位差實(shí)現(xiàn)圓極化， 但多元法每個(gè)饋點(diǎn)對(duì)應(yīng)一個(gè)輻射單元， 雖然減少了饋電網(wǎng)絡(luò)， 降低了設(shè)計(jì)難度， 且圓極化性能更佳， 但多個(gè)輻射單元的使用極大地增加了天線(xiàn)尺寸[5]。

本文分別設(shè)計(jì)了單元形式以及陣列形式的雙頻段圓極化微帶天線(xiàn)， 可同時(shí)在北斗衛(wèi)星導(dǎo)航的B3頻段和GPS的L1頻段工作。 為了盡可能使結(jié)構(gòu)緊湊， 減小剖面尺寸， 在設(shè)計(jì)中選擇較高介電常數(shù)的介質(zhì)基板并采用無(wú)空氣層的層疊結(jié)構(gòu)[6]。 最終， 單元形式天線(xiàn)的尺寸為55 mm×55 mm×6.654 mm， 陣列形式總體尺寸為160 mm×160 mm×4.114 mm， 仿真設(shè)計(jì)滿(mǎn)足指標(biāo)要求。

1雙頻帶圓極化微帶天線(xiàn)單元

單片法和多片法是微帶天線(xiàn)單元多頻段工作的基本方法。 單片法利用貼片在不同模式下工作產(chǎn)生多頻段， 但通常情況下這種方式得到頻段的比值都大于1.5， 不適用于本次設(shè)計(jì)指標(biāo)[7]。 貼片加載產(chǎn)生多個(gè)諧振頻率也是單個(gè)貼片多頻段工作

收稿日期： 2017-06-06

作者簡(jiǎn)介： 程超逸（1991-）， 女， 河南洛陽(yáng)人， 碩士， 研究方向?yàn)槲炀€(xiàn)和射頻前端設(shè)計(jì)。

引用格式： 程超逸 . 適用于衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)的雙頻段圓極化微帶天線(xiàn)[ J]. 航空兵器， 2018（ 2）： 49-55.

Cheng Chaoyi. DualBand Circularly Polarized Antenna Design for Satellite Navigation System[ J]. Aero Weaponry， 2018（ 2）： 49-55.（ in Chinese）的常見(jiàn)方式， 但是貼片加載產(chǎn)生幾何結(jié)構(gòu)上的不對(duì)稱(chēng)性又不利于天線(xiàn)圓極化性能的調(diào)節(jié)。 綜上， 采用多片法， 利用多個(gè)不同尺寸的貼片產(chǎn)生各自的諧振頻率來(lái)實(shí)現(xiàn)多頻段工作。 由于單饋法駐波和軸比帶寬較差， 為了滿(mǎn)足在頻帶內(nèi)的圓極化性能， 達(dá)到較好的性能， 且不增大天線(xiàn)的尺寸， 選用雙饋法實(shí)現(xiàn)圓極化。

綜合圓極化、 雙頻帶以及小型化的需求， 使用雙饋點(diǎn)的層疊結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)。 天線(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖1所示， 共四層介質(zhì)基板組成， 采用同軸探針底饋形式饋電。 由上至下， 第一、 二層是天線(xiàn)輻射層， 使用介電常數(shù)較高的Rogers RT/duroid 6006為介質(zhì)基板， 對(duì)上下兩層貼片的尺寸進(jìn)行調(diào)節(jié)， 分別控制兩頻段的諧振頻率。 為使天線(xiàn)結(jié)構(gòu)緊湊， 盡量減小剖面尺寸， 上下兩層介質(zhì)板緊密貼合， 中間未加入空氣層[8]。 第三、 四層是天線(xiàn)的饋電網(wǎng)絡(luò)， 使用介電常數(shù)為2.2的Rogers RT/duroid 5880。 為了避免饋電網(wǎng)絡(luò)的寄生輻射對(duì)上層貼片產(chǎn)生影響， 饋電網(wǎng)絡(luò)采用帶狀線(xiàn)設(shè)計(jì)。

圖1天線(xiàn)結(jié)構(gòu)示意圖

Fig.1Schematic diagram of antenna structure

1.1雙層貼片的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

貼片邊長(zhǎng)與微帶天線(xiàn)的諧振頻率成反比關(guān)系， 改變貼片尺寸是調(diào)節(jié)諧振頻率的有效途徑：

f=c2（L+2Δl）εr

其中： f為頻率； c為光速； L為貼片長(zhǎng)度； Δl為邊緣效應(yīng)引起的延伸長(zhǎng)度； εr為相對(duì)介質(zhì)基板的介電常數(shù)。

使用上層貼片用來(lái)調(diào)諧GPS-L1頻段， 下層貼片用來(lái)調(diào)諧北斗-B3頻段。 上下兩層貼片通過(guò)探針穿過(guò)介質(zhì)基板進(jìn)行饋電。 探針由功分器底部引出， 經(jīng)通孔穿過(guò)兩層介質(zhì)基板， 達(dá)到上層介質(zhì)基板頂部， 下層貼片需要開(kāi)隔離過(guò)孔防止與探針相連引起短路[9]。 由于上下兩層輻射單元使用相同的介質(zhì)基板， 而下層的是低頻段， 從而確定下層的尺寸較大， 故在上層貼片天線(xiàn)工作時(shí)， 下層貼片相當(dāng)于它的金屬地。 實(shí)際加工過(guò)程中， 由于加工誤差以及裝配等因素， 不可避免地會(huì)對(duì)諧振頻率產(chǎn)生少許影響， 位于貼片四邊的矩形枝節(jié)可以對(duì)諧振點(diǎn)進(jìn)行微調(diào)， 找到性能最佳點(diǎn)。 以上層貼片為例， 微調(diào)a1， 可調(diào)整諧振點(diǎn)， 如圖2所示。 同理可用于下層貼片調(diào)諧。

圖2矩形枝節(jié)的調(diào)諧作用

Fig.2VSWR vs the length of a1

1.2饋電網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

航空兵器2018年第2期程超逸： 適用于衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)的雙頻段圓極化微帶天線(xiàn)本次設(shè)計(jì)使用雙饋法實(shí)現(xiàn)圓極化。 選用端口匹配度好、 低損耗且隔離度高的威爾金森功分器在饋電點(diǎn)p1， p2輸出兩路幅度一致、 相位相差90°的激勵(lì)， 通過(guò)探針對(duì)天線(xiàn)進(jìn)行饋電（如圖3所示）。 通過(guò)兩個(gè)長(zhǎng)度相差λ/4的傳輸線(xiàn)來(lái)產(chǎn)生幅度一致、 相位相差90°的輸出端， 并通過(guò)100 Ω隔離電阻的使用， 增加端口間的隔離度。

圖3功分網(wǎng)絡(luò)示意圖

Fig.3The feeding network of dualband antenna

為了減小饋電網(wǎng)絡(luò)層在幾何結(jié)構(gòu)上的不對(duì)稱(chēng)性將對(duì)上層貼片的輻射方向產(chǎn)生的影響， 功分器使用帶狀線(xiàn)形式， 即兩層介質(zhì)基板中間為功分網(wǎng)絡(luò)， 上層基板的頂層以及下層基板的底層為金屬地。

1.3仿真結(jié)果

雙頻帶圓極化微帶天線(xiàn)仿真結(jié)果見(jiàn)圖4。 從圖4（a）可以看出， 在要求的兩個(gè)頻段中駐波均在2以下， 中心頻點(diǎn)駐波小于1.5， 表明了天線(xiàn)阻抗匹配良好。 圖4（b）中， 兩頻段內(nèi)的軸比全部都低于3 dB， 且在兩個(gè)中心頻點(diǎn)處的軸比均小于2， 滿(mǎn)足一個(gè)性能良好的圓極化天線(xiàn)對(duì)軸比的普遍要求， 也反映了雙饋法較好的極化性能。 由圖4（c）對(duì)兩個(gè)頻段的增益對(duì)比可以看出， 高頻段的增益比低頻段高了1.8 dB左右， 這是因?yàn)楦哳l段的天線(xiàn)波束更窄， 指向性更強(qiáng)。 由于高頻段輻射貼片位于頂層， 相當(dāng)于第一、 二層介質(zhì)基板均為其輻射基板， 等效于加大了高頻段輻射器介質(zhì)基板的厚度， 因此展寬了高頻段帶寬， 圖4（a）和圖4（c）的結(jié)果也從側(cè)面驗(yàn)證了這一理論[10]。

圖4雙頻帶圓極化微帶天線(xiàn)仿真結(jié)果

Fig.4Simulation results of dualband circularly polarized

microstrip antenna

圖5～6依次給出了1.268 GHz和1.59 GHz的輻射方向圖和空間軸比分布， 可以看出天線(xiàn)有良好的圓極化性能。 對(duì)應(yīng)的各頻點(diǎn)3 dB波束寬度為106°和104°， 有著較寬的波束寬度。 各頻點(diǎn)在上半輻射空間里， 仰角20°軸比小于6 dB， 滿(mǎn)足空間軸比的分布要求。

圖51.268 GHz方向圖和空間軸比分布

Fig.5Radiation pattern and axial ratio for the designed

antenna at 1.268 GHz

圖61.59 GHz方向圖和空間軸比分布

Fig.6Radiation pattern and axial ratio for the designed

antenna at 1.59 GHz

2雙頻帶圓極化微帶天線(xiàn)陣列

天線(xiàn)陣列中每個(gè)單元仍然使用前文的雙點(diǎn)饋電方式， 由三層介質(zhì)基板層疊， 第一層是輻射基板， 下面兩層是功分網(wǎng)絡(luò)， 制作中使用螺釘在單元四角將三層固定。 考慮尺寸的指標(biāo)要求， L1頻段仍然使用介電常數(shù)6.15的Rogers RT/duroid 6006， 為了進(jìn)一步減小尺寸， B3頻段使用介電常數(shù)10.2的Rogers RT/duroid 6010， 且去掉了周?chē){(diào)諧矩形的設(shè)計(jì)； 帶狀線(xiàn)功分器仍然使用Rogers RT/duroid 5880， 但厚度改為0.787 mm， 全部使用Rogers公司標(biāo)準(zhǔn)厚度的板材， 天線(xiàn)總厚度4.114 mm。 對(duì)各頻段單元進(jìn)行單獨(dú)仿真， 性能達(dá)標(biāo)后， 將其放入陣列， 考查其在陣列中工作情況。 2.1天線(xiàn)陣列結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

天線(xiàn)陣列總體結(jié)構(gòu)如圖7（a）所示， 周?chē)膫€(gè)單元工作于B3頻段， 中心單元工作于L1頻段， 單元間距100 mm（0.42λ）， 地板邊長(zhǎng)160 mm。 為了獲得更好的圓極化性能， 對(duì)周?chē)膫€(gè)低頻段單元進(jìn)行等幅不同相激勵(lì)， 單元間相位差依次為90°， 定義與中心單元同相的為低頻段1單元， 各單元極化方向如圖7（b）所示。 對(duì)陣列進(jìn)行仿真， 由于天線(xiàn)間的互耦以及地板的變化， 陣中單元與單個(gè)單元輻射特性會(huì)有差異， 為了得到較好的性能和單元一致性， 需要對(duì)單元進(jìn)行微調(diào)。

圖7天線(xiàn)陣列整體示意圖

Fig.7The schematic diagram of antenna array

2.2天線(xiàn)陣列仿真結(jié)果

圖8為B3頻段陣中各單元單獨(dú)工作時(shí)仿真結(jié)果， 從圖中可以看出四個(gè)單元一致性較好。 四個(gè)單元同時(shí)激勵(lì)時(shí)仿真結(jié)果如圖9所示， 與單元單獨(dú)工作時(shí)相比， 此時(shí)的軸比明顯降低（小于0.03 dB）， 有良好的圓極化工作性能， 最大增益為8.3 dB， 比單個(gè)單元大5.8 dB， 相當(dāng)于單個(gè)單元的將近4倍， 單元間耦合小于-17 dB。 圖10為L(zhǎng)1頻段陣中單元仿真結(jié)果。

2.3天線(xiàn)陣列的加工與實(shí)測(cè)結(jié)果

對(duì)微帶天線(xiàn)五元陣的加工實(shí)物如圖11所示。 帶狀線(xiàn)功分器上下兩層介質(zhì)基板與輻射層介質(zhì)基板之間通過(guò)M2螺釘固定， 鋁基板尺寸160 mm×160 mm。 接頭采用燒結(jié)形式的MCX接頭， 配合SMA/MCX-KJ接頭測(cè)試。 在測(cè)試時(shí)， 一個(gè)單元工作時(shí)， 將其他四個(gè)單元的端口接50 Ω匹配負(fù)載。

圖8B3頻段陣中單元仿真結(jié)果

Fig.8The simulation results of the unit in B3band

圖9B3頻段四個(gè)單元同時(shí)工作仿真結(jié)果

Fig.9The simulation results of four units of B3band at the same time

圖10L1頻段陣中單元仿真結(jié)果

Fig.10The simulation results of the unit in L1band

圖11天線(xiàn)陣列加工實(shí)物

Fig.11Real product of antenna array

B3頻段陣中單元測(cè)試結(jié)果如圖12所示。 L1頻段陣列中單元測(cè)試結(jié)果如圖13所示。 從測(cè)試結(jié)果來(lái)看， 駐波在1.8以下， 但是單元間不一致性很差， 且各單元均產(chǎn)生頻偏。 軸比和方向圖與仿真結(jié)果基本一致。 四個(gè)單元增益大小與仿真值基本一圖12B3頻段陣中單元測(cè)試結(jié)果

Fig.12The measured results of the unit in B3band

致， 但是產(chǎn)生了較大頻偏， 且第二個(gè)單元增益最大值并不在天頂方向， 仿真與實(shí)物出現(xiàn)較大偏差。 產(chǎn)生誤差的原因除了加工公差以外， 還因?yàn)樵谘b配時(shí)三層介質(zhì)基板之間使用螺釘固定， 必然會(huì)產(chǎn)生空氣間隙， 引起相對(duì)介電常數(shù)不一致。

由實(shí)測(cè)結(jié)果表明， GPS-L1頻段內(nèi)駐波在1.5以下， 但產(chǎn)生一定頻偏。 受裝配方式、 測(cè)試環(huán)境的限制， 增益較仿真結(jié)果有所下降， 軸比在高頻區(qū)間有較大惡化， 但仍然在6 dB以下。

圖13L1頻段陣中單元測(cè)試結(jié)果

Fig.13The measured results of the unit in L1band

3結(jié)論

本文設(shè)計(jì)的兩種適用于衛(wèi)星導(dǎo)航的圓極化雙頻段微帶天線(xiàn)， 可同時(shí)兼容北斗衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)以及GPS衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)。 一種是以單元的形式實(shí)現(xiàn)， 使用層疊結(jié)構(gòu)， 通過(guò)控制兩層輻射貼片的尺寸使天線(xiàn)在雙頻段產(chǎn)生諧振。 另一種通過(guò)陣列的形式實(shí)現(xiàn)， 中間單元和周?chē)膫€(gè)單元分別工作于兩個(gè)頻段。 單元和陣列兩種形式均通過(guò)威爾金森帶狀線(xiàn)功分器實(shí)現(xiàn)雙饋點(diǎn)饋電， 得到的圓極化性能良好。 經(jīng)過(guò)仿真分析符合指標(biāo)要求后， 對(duì)天線(xiàn)陣列進(jìn)行了實(shí)物加工和測(cè)試工作。 經(jīng)實(shí)測(cè)， 各單元駐波在2以下， 但有一定頻偏， 低頻段增益基本與仿真結(jié)果一致， 且兩個(gè)頻段內(nèi)的軸比均較仿真有所惡化。 除加工公差、 測(cè)試環(huán)境的影響外， 板材電性能不好以及各層間螺釘固定的裝配方式也是引起誤差的主要因素。

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DualBand Circularly Polarized Antenna Design for

Satellite Navigation System

Cheng Chaoyi

（China Airborne Missile Academy， Luoyang 471009， China）

Abstract： The development of receiving dualband or multiband antennas has witnessed explosive growth driven by their usefulness in the satellite navigation systems in recent years. Two kinds of dualband circularly polarized （CP） antennas working at BDB3（1.268 GHz） and GPSL1（1.590 GHz） frequencies are designed. One kind of the methods is realized by means of unit form. The other is array form with five units. The array center unit operates at the higher frequency band， and the surrounding four units work in the lower freqnency band. Two patches are stacked longitudinally and high dielectric constant substrates are used， while keeping the antenna low profile and small size to meet the requirement of satellite navigation systems. The use of Wilkinson power dividers effectively broadens the bandwidth of the antenna and the results show that the proposed structure is an excellent candidate for CP antennas.

Key words： satellite navigation； microstrip antenna； dual band； circular polarization1