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(西安工業(yè)大學 電子信息工程學院，西安 710021)

引 言

化石燃料的枯竭和傳統(tǒng)發(fā)電帶來的環(huán)境污染問題得到了眾多人的關注，環(huán)境保護已經(jīng)迫在眉睫。眾多的目光都聚集在新能源的開發(fā)與利用上，而太陽能作為清潔、無污染且可再生的清潔能源得到了最廣泛的開發(fā)利用，而利用太陽能最直接的方式便是搭建光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)。本設計采用雙級式的拓撲結構，前級在實現(xiàn)直流升壓的同時調制電流波形為正弦半波，后級為逆變全橋，實現(xiàn)正弦半波的翻轉最后得到正弦波電流；采用一種全新的控制方式去控制變換器的工作，提高變換器效率的同時還能實現(xiàn)并網(wǎng)。

1 主電路拓撲

單相正弦波逆變器的主電路由帶有源箝位的交錯反激變換器、逆變全橋和EMI濾波器構成。逆變器的前級為用來實現(xiàn)直流升壓的兩路交錯并聯(lián)的反激變換器，Sw1、Sw2分別為主開關管，而Sa1、Sa2為對應的從開關管，TR1、TR2是兩個變壓器，Cc1、Cc2為箝位電容，D1、D2為構成交錯反激的整流二極管， Cin為輸入電容 ，Co為輸出電容，后級為S3、S4、S5、S6所構成的逆變全橋。單相正弦波逆變器的主電路拓撲結構如圖1所示。

圖1 主電路拓撲結構

A位于反激變換器的原邊，B位于反激變換器的副邊二極管之后，C位于高頻濾波電容之后，D位于電網(wǎng)側EMI濾波器之后，與A、B、C、D四處相對應的電流波形圖如圖2所示。

圖2 各點電流波形示意圖

從上面的圖形中能夠看出，B點之前所起到的作用就是產(chǎn)生可控電流源，該電流源的均值是正弦半波且頻率兩倍于電網(wǎng)側頻率，即便通過采用交錯并聯(lián)反激的拓撲來降低電流的紋波，紋波依舊會處于一個相對較大的狀態(tài)。交錯反激變換器和逆變全橋間的高頻濾波電容不僅對 B點的高紋波電流起到了濾波作用，還防止了因為輸出量紋波太大導致的逆變全橋中的晶閘管的誤關斷的可能。逆變全橋對100 Hz的正弦半波波形的直電流進行翻轉，最終得到50 Hz的正弦波波形的交流電。

2 反激變換器的工作模式

2.1 DCM模式

圖3反映了在DCM模式下各個參數(shù)的變化情況。

圖3 DCM模式

其中副邊電流is由峰值降為0所經(jīng)歷的時間為Toff1，可以計算出輸出平均電流為

(1)

式中Iout為輸出平均電流。

單個開關周期中，輸出功率為：

(2)

上式中Pout為輸出功率。

由于單個開關周期內反激變壓器磁芯復位，因為經(jīng)過電感的電流增量同電流減少量是相等的，所以可以得到：

(3)

由上式可得：

(4)

同時單個開關周期中的輸入功率為：

(5)

式中，Pin是輸入平均功率(W)。

由單周期中功率守恒，由(4)、(5)兩式可得

(6)

可見在DCM工作模式下，顯示為電流源特性控制算法簡單，副邊二極管自然關斷，不會反向恢復。

2.2 反激變換器在非互補控制下的工作狀態(tài)

工頻周期內，反激變換器輸出的電流在采用平均電流控制的情況下會被調制成正弦半波波形。在 DCM模式下，箝位電容和漏感之間因為諧振所浪費的能量將會得到減少，由于變換器為兩路交錯180°工作，知其一即可，高頻開關周期內的穩(wěn)態(tài)波形如圖4所示。

圖4 高頻開關周期內的穩(wěn)態(tài)波形

如圖4所示，有源箝位反激變換器在單個開關周期內可以按照時間將其分為8個節(jié)段。為分析方便，假設如下：

① 主開關Sw和從開關Sa的導通電阻為零，反并聯(lián)二極管的導通壓降也為零；

② 忽略t3-t5之間變壓器漏感Lk與主開關管Sw輸出電容的高頻振蕩。高頻開關周期內等效電路圖如圖5所示。

圖5 高頻開關周期內等效電路圖

(1)節(jié)段1[t0～t1]

t0時刻，主開關Sw導通，輸入電壓加在勵磁電感兩端，原邊電流線性增加，勵磁電感 Lm儲能。

原邊電流表示為：

當原邊電流增加至和基準電流相等時，主開關Sw處于關斷，此節(jié)段結束。此刻原邊電流為：

(2)節(jié)段2[t1～t2]

t1時刻， Sw關斷，原邊勵磁電流 iLm開始向Cds-sw充電。由于該Cds-sw的值非常小(pF級)，所以主開關兩端電壓Uds-sw的增長也可以看作是呈線性的：

當Uds-sw=Uin+Uc(t2)，Sa體二極管導通，此節(jié)段結束。

(3)節(jié)段3[t2～t3]

當漏感電流iLk降至零的時候，此節(jié)段結束。

(4)節(jié)段4[t3～t4]

(5)節(jié)段5[t4～t5]

t4時刻，副邊的電流 is將會降低到零，副邊整流二極管D1處于斷開狀態(tài)，變壓器漏感Lk會和主開關Sw的輸出電容 Cds-sw發(fā)生諧振，同傳統(tǒng)的DCM模式反激變換器一致。

(6)節(jié)段6[t5～t6]

t5時，Sa導通，勵磁電感Lm兩端電壓與漏感Lk兩端的電壓之和等于箝位電容電壓時，副邊整流二極管D1導通。漏感電流iLk和勵磁電感iLm反向增加，存儲在箝位電容 Cc上的漏感能量部分釋放到副邊，部分再次傳輸?shù)铰└蠰k上，為主開關 Sw后面實現(xiàn)ZVS創(chuàng)造條件。

副邊二極管D1電流為：

is(t)=iLk(t)-iLm(t)

(7)節(jié)段7[t6～t7]

t6時刻，輔助開關Sa關斷，Cds-sw經(jīng)由iLk實現(xiàn)放電。如果此時 Lk儲存的能量多過 Cds-sw，則 iLk與 iLm之間的差值會傳送至反激變壓器的二次側， 同時D1會繼續(xù)導通。如果iLk減小直至與iLm相等時，D1反向截止，Cds-sw放電的過程將會由Lm和Lk一起完成。

(8)節(jié)段8[t7～t8]

t7時刻，變壓器主開關 Sw兩端電壓 Uds-sw減小到零，體二極管 Dsw開通， iLk與iLm減小，為 Sw的零電壓導通做好準備。

3 實驗結果及分析

以Microchip 的 dsPIC33F為處理器，通過Matlab/Simulink對系統(tǒng)進行仿真分析。搭建了反激變換器的模型，并設計了相關的數(shù)據(jù)額定輸入電壓Uin=30.5 V，電網(wǎng)電壓Ugrid=220 V，箝位電容Cr1=1 μF，變壓器原副邊n=1/6，經(jīng)過計算最后確定原邊線圈匝數(shù)為7，副邊線圈匝數(shù)為42，反激變換器將輸入的直流電壓進行升壓至400 V左右，如圖6所示。

圖6 反激變換器實現(xiàn)直流升壓波形

反激變換器原邊的主開關電流波形圖如圖7所示，該電流波形呈正弦半波波形，與原理描述一致。

圖7 原邊電流波形圖

反激變換器副邊二極管的電流波形圖如圖8所示，該電流波形同樣也呈正弦半波波形，同原理描述的一致。

圖8 副邊電流波形圖

在進行逆變的時候采用SPWM控制策略，其占空比如圖9所示，通過全橋逆變將電流進行翻轉最后得到正弦波波形的電流，然后通過對電網(wǎng)電壓鎖相實現(xiàn)并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓實現(xiàn)同頻同相從而完成并網(wǎng)如圖10所示。

圖9 逆變時的占空比圖形

圖10 并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻同相仿真圖

結 語

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