武 岳， 呂紅亮， 張玉明， 張義門

(西安電子科技大學(xué) 微電子學(xué)院，陜西 西安 710071)

近些年，隨著對短距離高速無線通信系統(tǒng)需求的不斷增加，工作在K波段(18～27 GHz)的射頻集成電路得到了快速發(fā)展[1]．K波段應(yīng)用領(lǐng)域非常廣泛，例如: 美國聯(lián)邦通訊委員會定義的工業(yè)科學(xué)醫(yī)療(Industrial Scientific Medical，ISM)波段主要是開放給工業(yè)、科學(xué)和醫(yī)學(xué)三大機構(gòu)使用，其中心頻率為 24 GHz 的ISM波段專門用于千兆比特?zé)o線系統(tǒng)、無線傳感器網(wǎng)絡(luò)、點對點通信 (18～ 23 GHz) 以及短距離 (22～ 27 GHz) 防沖撞車載雷達系統(tǒng)等．

壓控振蕩器(Voltage Controlled Oscillator，VCO)作為通信和雷達收發(fā)系統(tǒng)的關(guān)鍵模塊，一般用在鎖相環(huán)(Phase-Locked Loop，PLL)頻率合成器中[2-3]，VCO設(shè)計的好壞直接影響PLL甚至整個系統(tǒng)的性能[4]．通常，考量VCO好壞的性能指標有相位噪聲、頻率調(diào)諧范圍、直流功耗以及輸出功率等．其中，相位噪聲和頻率調(diào)諧范圍是VCO最重要的兩個性能指標．由于二者存在制約關(guān)系，很難同時做到最好．但是由于目前持續(xù)增長的個人無線通信市場對新一代高帶寬射頻前端設(shè)計提出了更嚴苛的要求，所以目前雙極型K波段VCO設(shè)計的主要難點就是，如何在不犧牲調(diào)諧范圍的情況下又能夠讓電路具有低的相位噪聲，這對射頻電路設(shè)計者們提出了更為嚴峻的挑戰(zhàn)．

文中設(shè)計的VCO采用砷化鎵(Gallium Arsenide，GaAs)異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管(Heterojunction Bipolar Transistor，HBT)工藝，此工藝沒有專門的變?nèi)荻O管，所以只能選擇普通的二極管作為變?nèi)荻O管，而這樣會使VCO的調(diào)諧范圍受限．此外，筆者也考慮過采用互補金屬氧化物半導(dǎo)體(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor，CMOS)工藝中常用開關(guān)電容陣列來實現(xiàn)寬調(diào)諧，但是發(fā)現(xiàn)這種方法采用GaAs HBT工藝并不容易實現(xiàn)．所以在此工藝下想要實現(xiàn)較寬的調(diào)諧范圍就必須使用更多的二極管組成變?nèi)蓐嚵校沁@也將導(dǎo)致VCO的相位噪聲升高．此外，當諧振回路出現(xiàn)較大的振蕩擺幅的時候，在部分振蕩周期內(nèi)二極管會出現(xiàn)正向偏置的情況，這也會導(dǎo)致諧振回路中電容的品質(zhì)因數(shù)減小，導(dǎo)致VCO的相位噪聲進一步降低[5]．為了解決此問題，文中采用了改進的π形反饋結(jié)構(gòu)來提高諧振回路的品質(zhì)因數(shù)，降低雙極型工藝中二極管對相位噪聲的影響，能夠在不犧牲調(diào)諧寬度的情況下讓電路具有較低的相位噪聲．

1 K波段π形反饋結(jié)構(gòu)VCO設(shè)計

文中的設(shè)計目標就是在不犧牲調(diào)諧范圍的情況下實現(xiàn)較低的相位噪聲，為了能更好地改善噪聲性能，需要對VCO的噪聲進行分析．常見的Leeson相位噪聲經(jīng)驗公式為

(1)

圖1 VCO電路結(jié)構(gòu)

由于VCO中晶體管采用共射極放大組態(tài)，會產(chǎn)生180°的相位偏移．為了能滿足振蕩條件，一種是采用交叉耦合[6]結(jié)構(gòu)來補償相位; 另外一種是采用π形網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)來補償相位．文獻[7]中所采用的π形反饋網(wǎng)絡(luò)電容會阻擋直流通路，偏置網(wǎng)絡(luò)也過于復(fù)雜; 與文獻[7]相比，文獻[8]中的π形結(jié)構(gòu)工藝敏感性更低，偏置網(wǎng)絡(luò)更加簡化，雖然高頻處的諧振網(wǎng)絡(luò)品質(zhì)因數(shù)得到了很好的改善，但是由于晶體管集電結(jié)電容相對固定，在設(shè)計的時候還是存在一定的局限性，并且電路在品質(zhì)因數(shù)和噪聲性能方面仍有提高的空間．文中對文獻[8]中的結(jié)構(gòu)進行改進，改進后的π形反饋VCO的單端電路基本拓撲結(jié)構(gòu)如圖1(a)所示，其中HBT器件采用共射極結(jié)構(gòu)，該網(wǎng)絡(luò)由電阻Rin、電阻R1、電感Lb、電感Lc以及額外引入的電容C1和電容Cbc構(gòu)成．由于有源器件自身的負載會對諧振網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生影響，這里用Rin來表征，R1是諧振網(wǎng)絡(luò)的等效電阻．電容Cbc是晶體管的集電結(jié)電容，電容C1并聯(lián)在晶體管集電極以及基極之間，在保證振蕩頻率不變的情況下，適當改變電感Lb和Lc的大小，與普通的π形結(jié)構(gòu)相比，可以有效地提高諧振回路的品質(zhì)因數(shù)，降低VCO的相位噪聲．

圖2 改進的π形網(wǎng)絡(luò)模型

為了減少電路的共模噪聲，提高環(huán)路增益，文中采用差分結(jié)構(gòu)實現(xiàn)低噪聲VCO，如圖1(b)所示．晶體管(Q1和Q2)采用共射極結(jié)構(gòu)，整個變?nèi)蓐嚵杏?個二極管Ctune組成，可有效增大電容值．因此，在額定的控制電壓的變化下，可以達到更寬的調(diào)諧范圍．

這種等效方法一般是在接近諧振頻率的范圍內(nèi)是成立的，讓Rp與Cp的并聯(lián)部分與Cs和Rs的串聯(lián)部分阻抗相等，可得

(2)

令實部和虛部分別相等，則有

由于串聯(lián)部分和并聯(lián)部分是等效的，品質(zhì)因數(shù)肯定也是相等的，所以存在q=ω0CpRp= 1ω0CsRs．綜上可得，Rs和Cs的表達式為

由于等效關(guān)系，圖2(a)電路的品質(zhì)因數(shù)值與圖2(b)中的相等．令L=Lb+Lc，圖2(b)中串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)為

(7)

由于q2遠大于1，所以1+q2≈q2，可以得到改進的π形網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)公式為

q=[(Lb+Lc)Lb]2Rin‖R1(C1+Cbc)(Lb+Lc)1/2．(8)

品質(zhì)因數(shù)大小主要由[(Lb+Lc)/Lb]2和(C1+Cbc)(Lb+Lc)1/2兩部分決定．引入C1，并且令工作頻率保持不變，可讓Lc不變，Lb減小，則 (C1+Cbc) (Lb+Lc)1/2的值增大; [(Lb+Lc)/Lb]2可以進一步改寫成 [1+ (LcLb)]2，由于Lc不變，Lb減小，則 [(Lb+Lc)Lb]2這一項的值也是增大的．所以文中采用的改進結(jié)構(gòu)品質(zhì)因數(shù)會更高．由此可以說明，與普通的π形結(jié)構(gòu)相比，文中采用的結(jié)構(gòu)可以通過提高品質(zhì)因數(shù)來進一步降低VCO的相位噪聲．

圖3 VCO芯片顯微照片

2 測試結(jié)果與分析

利用安捷倫公司的Advanced Design System軟件對VCO電路進行原理圖仿真．在前仿真結(jié)果滿足要求的情況下，按照 1 μm GaAs HBT工藝，利用Cadence軟件完成電路進行版圖設(shè)計，之后進行電磁仿真，通過后仿真結(jié)果來修正版圖布局和走線．最終在臺灣穩(wěn)懋半導(dǎo)體公司 1 μm GaAs HBT工藝下進行了流片．芯片顯微照片如圖3所示，整個芯片尺寸為 0.7 mm× 0.7 mm，芯片中所有的元器件的位置都按照對稱原則來設(shè)計，這樣輸出信號就不會受共模噪聲的影響．

圖4描述的是控制電壓為-2.6 V下VCO的輸出信號頻譜，在輸出端上測得的最大輸出功率為 -1.68 dBm．VCO的振蕩頻率隨輸入電壓變化的曲線如圖5所示，當輸入電壓在 -5 V 到 0 V 之間變化的時候，調(diào)諧范圍為 23.123 GHz 到 23.851 GHz 之間，這說明通過對諧振回路中Lc、Lb、C1和Ctune值進行優(yōu)化,不僅滿足了工作波段的要求又實現(xiàn)了較寬的調(diào)諧范圍，證明了設(shè)計方法的正確性．

圖4 VCO的輸出信號頻譜圖5 振蕩頻率隨輸入電壓(負電壓)變化的曲線

為了驗證文中采用的改進的π形結(jié)構(gòu)在優(yōu)化噪聲方面的優(yōu)勢，在仿真階段另外搭建了與文獻[8]相同的π形結(jié)構(gòu)VCO，這兩款電路在工作頻率、調(diào)諧范圍以及輸出功率方面基本一致，通過電磁(ElectroMagnetism，EM)仿真可以對比二者在相位噪聲方面的差異．圖6(a)為不同偏置電壓下改進的π形結(jié)構(gòu)和與文獻[8]相同的π形結(jié)構(gòu)VCO的相位噪聲后仿真結(jié)果．當控制電壓在 -5 V 到 -1 V 變化時，文中的VCO相位噪聲大小基本維持在 -110 dBc/Hz @ 1 MHz; 當控制電壓為 0 V 時，相位噪聲為-106.806 dBc/Hz @ 1 MHz．當控制電壓在 -5 V 到 0 V 變化時，與文獻[8]相同的π形結(jié)構(gòu)VCO相位噪聲大小基本維持在 -102 dBc/Hz @ 1 MHz ．通過仿真結(jié)果對比可以得出，改進的π形結(jié)構(gòu)能夠進一步提高諧振回路的品質(zhì)因數(shù)，從而減小相位噪聲．當控制電壓為 -3 V 時，芯片的相位噪聲測試結(jié)果為 -103.12 dBc/Hz @ 1 MHz，如圖6(b)所示．

圖6 π形反饋VCO相位噪聲后仿真和測試結(jié)果

表1列舉出了目前已報道的多款VCO電路和文中的VCO電路性能指標，經(jīng)過對比可以看出，文中所設(shè)計的GaAs HBT VCO通過提高諧振回路品質(zhì)因數(shù)的方式，在相對較寬的調(diào)諧范圍下實現(xiàn)了較好的噪聲性能．

表1 文中所實現(xiàn)的VCO與參考文獻性能對比

3 結(jié) 束 語

文中設(shè)計了一款采用1 μm GaAs HBT的K波段VCO，該電路采用差分改進π形反饋網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)低噪聲性能．芯片的測試結(jié)果表明: 相位噪聲為 -103.12 dBc/Hz @ 1 MHz，調(diào)諧范圍為 23.123 GHz～ 23.851 GHz，尾電流大小為 12 mA，電源電壓為 -6 V，最大輸出功率為 -1.68 dBm．文中采用的改進π形結(jié)構(gòu)，與普通的π形結(jié)構(gòu)相比，能夠更好地提高諧振回路的品質(zhì)因數(shù)，降低雙極型工藝二極管對壓控振蕩器相位噪聲的影響，在不犧牲壓控振蕩器調(diào)諧寬度的情況下實現(xiàn)低的相位噪聲，滿足了目前持續(xù)增長的個人無線通信市場對新一代高帶寬射頻前端關(guān)鍵模塊設(shè)計所提出的要求．

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