貝太周，王 萍，張博文

（1.天津大學(xué)電氣自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，天津300072；2.國網(wǎng)濟(jì)南供電公司，濟(jì)南 250012）

基于可再生能源的分布式發(fā)電系統(tǒng)DGS（distributed generation system）高滲透率地并入電網(wǎng)，會(huì)對(duì)傳統(tǒng)電網(wǎng)的穩(wěn)定性和安全性帶來顯著影響。作為發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)的連接紐帶，并網(wǎng)逆變器可以主動(dòng)為電網(wǎng)提供必要的頻率和電壓支撐，因此應(yīng)對(duì)其予以精心設(shè)計(jì)和精確控制[1-3]。

在對(duì)并網(wǎng)逆變器設(shè)置精確控制算法時(shí)，電網(wǎng)同步是一個(gè)基本問題。因?yàn)橹挥袑?shí)現(xiàn)同步才能使電網(wǎng)和同步的并網(wǎng)逆變器協(xié)調(diào)一致地工作。電網(wǎng)同步算法旨在快速準(zhǔn)確地獲取電網(wǎng)信息，即電網(wǎng)幅值、頻率和相位，而所獲得的電網(wǎng)信息又可被并網(wǎng)逆變器不同層面的控制系統(tǒng)所利用[4]。目前很多電網(wǎng)同步方案已被相繼提出。在電力系統(tǒng)領(lǐng)域，基于鎖相環(huán)PLL（Phase-locked loop）實(shí)現(xiàn)的電網(wǎng)同步方案?jìng)涫軞g迎并且得到廣泛應(yīng)用[5]。即便在惡劣的電網(wǎng)環(huán)境下，如頻率突變、電壓波動(dòng)和諧波擾動(dòng)等，PLL同樣可以實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)信息的實(shí)時(shí)獲取[6-8]。保證PLL在惡劣電網(wǎng)環(huán)境下始終具有快速準(zhǔn)確的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，將是PLL不斷改進(jìn)和完善的主要方向和最終目的[9]。

現(xiàn)有的PLL方案大多在同步dq坐標(biāo)系下設(shè)計(jì)完成，從靜止坐標(biāo)系到同步坐標(biāo)系的坐標(biāo)變換所產(chǎn)生的計(jì)算量不容忽視，為了能夠減少因坐標(biāo)變換產(chǎn)生的計(jì)算量，提高PLL的快速實(shí)現(xiàn)，科研工作者正致力于建立一類在αβ坐標(biāo)系下即可實(shí)現(xiàn)的PLL方案，即αβ PLL方案。

與三相電網(wǎng)環(huán)境不同，在單相電網(wǎng)環(huán)境下由于相間電壓缺失現(xiàn)象，無法直接通過Clarke變換構(gòu)造αβ坐標(biāo)系下的電壓分量vα和vβ，多數(shù)情況下借助正交信號(hào)發(fā)生器 QSG（quadrature signal generator）[10]構(gòu)建所需的標(biāo)準(zhǔn)正交電壓vα和vβ。另外，考慮到實(shí)際背景電網(wǎng)中的諧波擾動(dòng)，加之采樣過程中由于電壓傳感器的非線性、變壓器的飽和、模擬元件的溫漂、數(shù)模轉(zhuǎn)換過程的非線性以及電網(wǎng)的暫態(tài)故障所產(chǎn)生的直流分量[11]都會(huì)影響到電網(wǎng)電壓的電能質(zhì)量。為了在αβ坐標(biāo)系下能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)電網(wǎng)幅值、頻率和相位的準(zhǔn)確鎖定，首先必須保證在此坐標(biāo)系下的電壓分量vα和vβ具有較高的電能質(zhì)量，這就對(duì)正交信號(hào)發(fā)生器在抑制諧波和消除直流分量兩方面提出了更高的性能要求。

本文主要對(duì)現(xiàn)有的QSG方案進(jìn)行性能比較和仿真驗(yàn)證，明確QSG改進(jìn)方案被提出的依據(jù)，從而為新型QSG改進(jìn)方案的不斷涌現(xiàn)提供新的思路和啟示。

1 常規(guī)QSG方案的性能比較

αβ PLL方案的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。圖中的vg、vαβ、V 和 θg分別表示為電網(wǎng)電壓、αβ 坐標(biāo)系下的電壓分量vα和vβ、電網(wǎng)電壓中基波分量的幅值和相位。

從圖1可見，為保證αβ PLL方案具有較高的精確度，除采用先進(jìn)的αβ PLL算法外，還需保證vα和vβ具有較低的諧波畸變率，從而達(dá)到完全正交，同時(shí)又可以準(zhǔn)確估算出電網(wǎng)幅值，這就需要在αβ PLL方案引入具有優(yōu)良性能的QSG實(shí)現(xiàn)方案。

全通濾波器 APF（all pass filter）[12]、Hilbert變換[13]以及二階廣義積分器SOGI（second-order generalized integrator）[14]均可用于常規(guī)QSG方案的構(gòu)造實(shí)現(xiàn)。為了更好地體現(xiàn)QSG方案在抑制諧波擾動(dòng)和消除直流分量方面的性能，本文按照IEC 61000-4-30制定的標(biāo)準(zhǔn)，在仿真實(shí)驗(yàn)中，將幅值/頻率為10 V/50 Hz的正弦交流信號(hào)作為電網(wǎng)電壓的基波分量，同時(shí)遵循IEC 61000-4-13標(biāo)準(zhǔn)[9]制定的二級(jí)測(cè)試規(guī)范，向該電網(wǎng)電壓中注入一定量的交流諧波分量，如表1所示。同時(shí)，為便于分析，設(shè)定電網(wǎng)電壓中含有1 V的直流分量。通過對(duì)該電網(wǎng)電壓進(jìn)行FFT分析可知，此時(shí)電網(wǎng)電壓的總諧波畸變率THD（total harmonic distortion）達(dá)到 14.58%。

圖1 αβ PLL方案的結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Block diagram of αβ PLL scheme

表1 注入諧波的階次及百分含量Tab.1 Orders and percentages of injected harmonics

由此構(gòu)成的實(shí)驗(yàn)用電網(wǎng)電壓vg為

式中，ω、n、rn和vd分別為電網(wǎng)電壓中基波分量的角頻率、所含諧波的階次、各諧波分量的百分含量和電網(wǎng)電壓中的直流分量。

1.1 由APF構(gòu)成的APF-QSG

典型 APF 的頻域傳遞函數(shù)為 APF（s）=（ωo-s）/（ωo+s），其中，ωo為 APF 的中心頻率，在數(shù)值上等于電網(wǎng)電壓基波角頻率的估計(jì)值。在不考慮諧波及直流分量影響的前提下，借助APF的等幅移相特性可以產(chǎn)生與基頻信號(hào)正交的虛擬信號(hào)。在APF-QSG中[4]，通常將電網(wǎng)電壓直接作為vα而將APF的輸出作為 vβ。

考慮電網(wǎng)諧波時(shí)，則APF對(duì)電網(wǎng)中n次諧波的頻率特性為

從式（2）可以看出，APF對(duì)電網(wǎng)中的n次諧波沒有衰減能力，僅產(chǎn)生了180°-2arctan n的相位偏移。因此APF-QSG方案并未表現(xiàn)出任何的諧波抑制能力和直流分量消除能力（經(jīng)計(jì)算，vα和vβ的THD均為14.58%），因此在電網(wǎng)畸變的背景環(huán)境中，APFQSG方案不足以產(chǎn)生嚴(yán)格正交的輸出電壓，具體仿真結(jié)果如圖2所示。另外，由于輸出電壓均遭受電網(wǎng)諧波的影響，從而導(dǎo)致該方案對(duì)電網(wǎng)電壓幅值檢測(cè)的失準(zhǔn)問題，這一點(diǎn)也可從圖2中得到驗(yàn)證。

圖2 由APF-QSG得到的輸出電壓波形及電網(wǎng)電壓幅值Fig.2 Output voltage waveform and grid voltage amplitude obtained using APF-QSG

1.2 由Hilbert變換構(gòu)成的Hilbert-QSG

電網(wǎng)電壓vgHilbert的變換時(shí)域表達(dá)式為

式（3）為函數(shù)和信號(hào) vg（t）的卷積。

在頻域范圍內(nèi)，Hilbert變換可以定義為

式中：F（·）為傅里葉變換；sign（ω）為 vg頻率的符號(hào)。因此，在頻域中，Hilbert變換可以理解成一個(gè)乘法算子 σH（ω）=-jsign（ω），可取值為

結(jié)合式（4）和式（5）可知，Hilbert變換可將輸入信號(hào)vg中的各個(gè)頻譜分量相角都移相-90°，但是對(duì)其幅值不起任何作用。在Hilbert-QSG方案[4]中，通常將電網(wǎng)電壓直接作為vα而將Hilbert的變換輸出作為 vβ。

圖3給出了由Hilbert-QSG產(chǎn)生的兩相輸出電壓vα和vβ及估計(jì)的電網(wǎng)電壓幅值波形。

圖3 由Hilbert-QSG得到的輸出電壓波形及電網(wǎng)電壓幅值Fig.3 Output voltage waveform and grid voltage amplitude obtained using Hilbert-QSG

因?yàn)镠ilbert變換對(duì)幅值不起任何作用，所以借助該方案產(chǎn)生的vα和vβ具有相同的THD，即存在于電網(wǎng)電壓中的諧波并未得到相應(yīng)的抑制。穩(wěn)定輸出時(shí)，通過正負(fù)半軸的對(duì)稱性可知，vα和vβ中仍然含有直流分量，因此，Hilbert-QSG方案在非理想電網(wǎng)情形下性能表現(xiàn)同樣不佳。而獲得的電網(wǎng)電壓幅值估計(jì)值亦因諧波影響而存在較大誤差。

1.3 由SOGI構(gòu)成的SOGI-QSG

現(xiàn)有的QSG方案中，SOGI-QSG因結(jié)構(gòu)簡單、便于數(shù)字實(shí)現(xiàn)和功能擴(kuò)展等優(yōu)勢(shì)而備受推崇[15-16]。傳統(tǒng)SOGI-QSG的結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示，其頻域傳遞函數(shù)為

式中，k和ωo分別為SOGI-QSG的增益系數(shù)和中心頻率。為了保證SOGI-QSG具有頻率自適應(yīng)調(diào)整能力，通常情況下，中心頻率ωo受電網(wǎng)頻率ω的調(diào)制。

雖然 Gβ（s）對(duì)高頻諧波的濾除能力強(qiáng)于 Gα（s），但是在背景電網(wǎng)電壓含有直流分量vd的情況下，易遭受直流分量的侵害。此時(shí)為kvd[17]。中含有的直流分量

圖4 傳統(tǒng)SOGI-QSG的結(jié)構(gòu)Fig.4 Structure of the conventional SOGIvQSG

研究表明：當(dāng)時(shí)，2階SOGI-QSG系統(tǒng)在整定時(shí)間和動(dòng)態(tài)響應(yīng)超調(diào)之間的關(guān)系最優(yōu)[4]。將ωo設(shè)定為2π×50 rad/s時(shí)，SOGI-QSG的輸出電壓及估計(jì)的電網(wǎng)電壓幅值波形如圖5所示。

由于傳統(tǒng)SOGI-QSG可以有效降低電網(wǎng)電壓中的諧波分量，所以表現(xiàn)出良好的諧波抑制功能。通過對(duì)輸出電壓和進(jìn)行頻譜分析可知，和中的THD分別降至5.18%和1.70%，與APF-QSG方案和Hilbert-QSG方案相比，該方案可以獲得正弦度較高的輸出電壓，如圖5（a）所示。由于輸出電壓均含有較少的諧波分量，因此由輸出電壓得到的電網(wǎng)幅值估計(jì)值將更加趨近于實(shí)際值，如圖5（b）所示。

圖5 由傳統(tǒng)SOGI-QSG得到的輸出電壓波形及電網(wǎng)電壓幅值Fig.5 Output voltage waveform and grid voltage amplitude obtained using the conventional SOGI-QSG

2 3種新型SOGI-QSG改進(jìn)方案

通過前文分析可知，當(dāng)電網(wǎng)電壓受直流分量影響時(shí)，由傳統(tǒng)SOGI-QSG方案得到的和會(huì)因含有直流分量而無法嚴(yán)格正交，而此直流分量同樣會(huì)導(dǎo)致檢測(cè)到的頻率信號(hào)中含有工頻紋波，影響PLL輸出結(jié)果的準(zhǔn)確性[12]。消除直流分量的一種新穎思路是在傳統(tǒng)SOGI-QSG方案結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上通過簡單改進(jìn)，實(shí)現(xiàn)功能升級(jí)。為便于分析，此處僅考慮含有直流分量的電網(wǎng)電壓，定義電網(wǎng)電壓為

在穩(wěn)態(tài)情況下，由傳統(tǒng)SOGI-QSG獲得的輸出電壓為

2.1 SOGI-QSG改進(jìn)方案1

對(duì)比式（7）和式（8）中的可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)考慮直流分量影響時(shí)，穩(wěn)態(tài)情況下，由傳統(tǒng)SOGI-QSG產(chǎn)生的電壓分量可以理解為式（7）中 vg的交流分量，因此vg中的直流分量vd在數(shù)值上又可表示為

將式（9）代入式（8）中的，移項(xiàng)整理后可得

因此，若期望改進(jìn)后的SOGI-QSG在穩(wěn)態(tài)情況下能夠輸出形如 vα=Vsin（ωt）及 vβ=-Vcos（ωt）的正交電壓對(duì)，可令

由此得到的SOGI-QSG改進(jìn)方案1的結(jié)構(gòu)如圖6所示，對(duì)應(yīng)的頻域傳遞函數(shù)為

圖6 SOGI-QSG改進(jìn)方案1的結(jié)構(gòu)Fig.6 Structure of the improved SOGI-QSG in Scheme 1

在 ωo=2π×50 rad/s、k 取不同值時(shí)，對(duì)該改進(jìn)方案進(jìn)行頻率特性分析，可以得出以下結(jié)論：①當(dāng)改進(jìn)方案 1 中的 ωo等于 ω 時(shí)，有等式 Gα（jω）=1∠0°和 Gβ（jω）=1∠-90°成立，由此說明，對(duì)于同一基頻輸入信號(hào)而言，圖6所示的改進(jìn)結(jié)構(gòu)可以產(chǎn)生一組正交的電壓分量；②對(duì)改進(jìn)方案1的輸入信號(hào)而言，Gα（s）表現(xiàn)出帶通濾波器的作用，Gβ（s）表現(xiàn)出高通濾波器的作用，并且 Gα（s）和 Gβ（s）濾波作用的強(qiáng)弱完全取決于k。k越小，濾波作用越強(qiáng)；反之，濾波作用越弱。雖然此種改進(jìn)方案可以有效消除直流分量，但是Gβ（s）對(duì)高頻諧波的抑制效果十分有限甚至還會(huì)存在放大效應(yīng)（如圖7（a）所示），因此，該方案不能適用于諧波擾動(dòng)嚴(yán)重的背景電網(wǎng)環(huán)境。圖7（b）和（c）給出了改進(jìn)方案 1 在輸入信號(hào)為式（1）所示的電網(wǎng)電壓時(shí)所產(chǎn)生的輸出電壓和估計(jì)的電網(wǎng)電壓幅值波形。

圖7 改進(jìn)方案1的Bode圖及輸出波形Fig.7 Bode diagram and output waveforms in Scheme 1

從輸出電壓 vα和 vβ的波形上可以看出，vα具有較高的正弦度，而vβ波形畸變較為嚴(yán)重，經(jīng)過頻譜分析，vα和vβ的THD分別變?yōu)?.18%和20.37%，這就證明了改進(jìn)方案中Gβ（s）不能很好地抑制背景電網(wǎng)諧波。由于vβ存在較多的諧波分量，所以估算的電網(wǎng)幅值與真實(shí)值之間存在較大的誤差，這一點(diǎn)在圖7（c）所示的實(shí)驗(yàn)結(jié)果中得到驗(yàn)證。

2.2 SOGI-QSG改進(jìn)方案2

該方案在改進(jìn)方案1的基礎(chǔ)上建立起來，通過引入1階慣性濾波器來提高改進(jìn)方案1的諧波抑制功能[17-18]，方案結(jié)構(gòu)框圖如圖8所示。圖中，τ為1階慣性濾波器的時(shí)間常數(shù)，在取值上，應(yīng)同時(shí)滿足改進(jìn)結(jié)構(gòu)的濾波性能以及對(duì)a點(diǎn)處直流分量的動(dòng)態(tài)跟蹤性能。其頻域傳遞函數(shù)為

考查該方案的直流分量消除能力。借助終值定理，即時(shí)間信號(hào)f（t）及其1階導(dǎo)數(shù)均可拉氏變換，而 L[f（t）]=F（s），且當(dāng) t→∞ 時(shí)，f（t）極限存在，則有

由式（8）中的直流分量vd帶來的正交信號(hào)發(fā)生器輸出電壓vα和vβ中的直流量分別為

從式（15）、式（16）來看，vα和 vβ中所含的直流分量為0。因此，改進(jìn)方案2具有很好的直流分量消除能力。

圖8 SOGI-QSG改進(jìn)方案2的結(jié)構(gòu)Fig.8 Structure of the improved SOGI-QSG in Scheme 2

增益系數(shù)k和時(shí)間常數(shù)τ同時(shí)決定了改進(jìn)方案2的諧波抑制能力和動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能[17]。研究表明，當(dāng)k=1.4和τ=0.006 4時(shí)，可實(shí)現(xiàn)諧波抑制和較快動(dòng)態(tài)性能的兼顧[17]。改進(jìn)方案2的Bode圖及輸出波形如圖9所示。

圖9（a）給出了當(dāng) ωo=2π×50 rad/s，k=1.4 和 τ=0.006 4 時(shí)的 Bode圖。由圖9（a）可見：①當(dāng) ωo=ω時(shí)，對(duì)于基頻輸入信號(hào)而言，改進(jìn)方案2可以產(chǎn)生一組嚴(yán)格正交的電壓分量；②對(duì)輸入信號(hào)而言，Gα（s）和 Gβ（s）均表現(xiàn)出帶通濾波器的作用；③對(duì)輸入信號(hào)中的高頻諧波而言，與改進(jìn)方案1相比，Gα（s）和Gβ（s）在改進(jìn)諧波抑制能力方面有所提高。

圖9 改進(jìn)方案2的Bode圖及輸出波形Fig.9 Bode diagram and the output waveform in Scheme 2

圖9（b）和（c）給出了在式（1）所描述的電網(wǎng)電壓作為輸入的情況下，由改進(jìn)方案2得到的輸出電壓波形及估算的電網(wǎng)幅值。由圖9（b）可見，穩(wěn)定情況下，vα和vβ的輸出波形中，正負(fù)半軸各自對(duì)稱，峰值電壓相同，說明輸出電壓中不含直流分量。仿真實(shí)驗(yàn)中通過頻譜分析，vα和vβ的THD已分別降至3.91%和4.91%，因此兩電壓中含有較低的諧波，與圖7（b）所示的波形相比，由于改進(jìn)方案2具有很好的諧波抑制能力，所以由該方案估算出的電壓幅值具有更低的紋波，也更加接近于實(shí)際值。

2.3 SOGI-QSG改進(jìn)方案3

結(jié)合圖6可知，當(dāng)電網(wǎng)電壓中不含直流分量時(shí)，a點(diǎn)處的電壓為0；當(dāng)含有直流分量vd時(shí)，a點(diǎn)處的電壓為kvd。因此，如果將a點(diǎn)處的直流分量通過積分反饋環(huán)節(jié)予以消除，就可以有效消除直流偏置量。據(jù)此，一種新型的改進(jìn)方案，即帶積分反饋補(bǔ)償?shù)腟OGI-QSG改進(jìn)方案3被提出，如圖10所示。相應(yīng)的頻域傳遞函數(shù)為

圖10 帶積分反饋補(bǔ)償?shù)腟OGI-QSG改進(jìn)方案3Fig.10 The improved SOGI-QSG containing integral feedback compensation in Scheme 3

考查改進(jìn)方案3的直流分量消除能力。在頻域范圍內(nèi)，僅考慮式（7）中的直流分量vd。根據(jù)終值定理，Vα（s）和 Vβ（s）中的直流分量分別為

因此，通過改進(jìn)方案3獲得的電壓vα和vβ中均不含有直流分量，說明此種方案具有直流分量消除能力。

改進(jìn)方案3的性能品質(zhì)主要取決于k和τ?？紤]到時(shí)，SOGI-QSG在整定時(shí)間和動(dòng)態(tài)響應(yīng)超調(diào)之間的關(guān)系最優(yōu)，分析引入的時(shí)間常數(shù)τ取不同值時(shí)對(duì)改進(jìn)方案性能的影響。以τ1=0.1、τ2=4、τ3=10為例加以說明，其仿真結(jié)果如圖11所示。

圖11 不同τ值對(duì)改進(jìn)方案性能的影響Fig.11 Influence of different values of τ on the performance of improved schemes

由圖11不難看出，一方面，時(shí)間常數(shù)τ對(duì)濾波性能的影響主要體現(xiàn)在低頻段上。具體來講，τ取值越大，新型改進(jìn)方案對(duì)低頻信號(hào)的抑制能力越弱；反之，新型改進(jìn)方案對(duì)低頻信號(hào)的抑制能力越強(qiáng)。另一方面，τ越大，對(duì)直流分量的跟蹤時(shí)間越長且跟蹤過程無振蕩現(xiàn)象；反之，τ越小，跟蹤過程將會(huì)出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象。因此，在選定τ時(shí)，應(yīng)采取折中方案，即需要同時(shí)考慮到對(duì)諧波的抑制能力以及對(duì)直流分量的快速跟蹤效果。

在及τ=4時(shí)，對(duì)改進(jìn)方案3進(jìn)行頻率特性分析，可以發(fā)現(xiàn)：①當(dāng)ωo等于實(shí)際電網(wǎng)頻率ω時(shí)，對(duì)于基頻輸入信號(hào)而言，改進(jìn)方案3能夠產(chǎn)生一組幅值相同、相位相差90°的正交電壓分量；②在該改進(jìn)方案中，Gα（s）和 Gβ（s）均表現(xiàn)出帶通濾波器的作用；③對(duì)輸入信號(hào)中的高頻諧波而言，Gα（s）可以提供-20 dB/dec的衰減率，而 Gβ（s）則會(huì)提供-40 dB/dec的衰減率。在高頻諧波抑制方面，與改進(jìn)方案2相比，帶有積分反饋補(bǔ)償?shù)母倪M(jìn)方案3表現(xiàn)出了更強(qiáng)的諧波抑制能力，因此濾波效果將會(huì)更為明顯。通過大量數(shù)據(jù)實(shí)驗(yàn)表明，當(dāng)及τ=4時(shí)，改進(jìn)方案3表現(xiàn)出最優(yōu)的濾波性能和直流分量跟蹤性能。

圖12給出了在式（1）所描述的電網(wǎng)電壓作為輸入的情況下，由改進(jìn)方案3得到的輸出電壓波形及估算的電網(wǎng)電壓幅值。

圖12 改進(jìn)方案3的輸出電壓波形及電網(wǎng)電壓幅值Fig.12 Output voltage waveform and grid voltage amplitude obtained using Scheme 3

圖12所示結(jié)果說明，當(dāng)vα和vβ穩(wěn)定輸出時(shí)，波形的正負(fù)半軸各自對(duì)稱，峰值電壓相同，從而驗(yàn)證輸入電壓中的直流分量可被有效消除。仿真實(shí)驗(yàn)中通過頻譜分析，vα和 vβ的 THD已分別降至3.80%和1.26%，與圖8所示的波形相比，圖12波形具有更好的正弦度，從而在實(shí)驗(yàn)方面驗(yàn)證了所提方案具有更好的諧波抑制能力。由于此方案中的vα和vβ具有更低的諧波分量，因此由該方案估算出的電壓幅值在精度上更加準(zhǔn)確。

3 結(jié)語

正交信號(hào)發(fā)生器的性能對(duì)單相αβ PLL而言具有至關(guān)重要的作用。本文主要從諧波抑制和直流分量消除兩方面對(duì)現(xiàn)有的正交信號(hào)發(fā)生器進(jìn)行了性能分析和比較，并通過仿真實(shí)驗(yàn)予以驗(yàn)證。幾種SOGI-QSG改進(jìn)方案的提出也說明了傳統(tǒng)SOGIQSG結(jié)構(gòu)具有很好的功能延拓性，可以作為αβ PLL新型方案不斷提出的發(fā)展方向。

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