武 文，吳學(xué)智，2，荊 龍，劉京斗，王 帥，李金科

(1. 北京交通大學(xué) 國(guó)家能源主動(dòng)配電網(wǎng)技術(shù)研發(fā)中心，北京 100044；2. 北京電動(dòng)車(chē)輛協(xié)同創(chuàng)新中心，北京 100044)

0 引言

與傳統(tǒng)的兩電平變流器相比，模塊化多電平變流器MMC(Modular Multilevel Converter)最明顯的優(yōu)勢(shì)就是模塊化設(shè)計(jì)，這使得子模塊SM(Sub-Module)設(shè)計(jì)時(shí)電力電子器件可方便采用標(biāo)準(zhǔn)器件，有效縮短了開(kāi)發(fā)周期與成本[1-2]，同時(shí)也使得MMC具有良好的擴(kuò)展性，便于電壓等級(jí)提升[3]。因此，近年來(lái)采用MMC拓?fù)湫问降膿Q流器在特高壓直流輸電及電能質(zhì)量治理等領(lǐng)域得到了廣泛研究與應(yīng)用[4-5]。

在實(shí)際輸電工程中，為了適配較高的輸電電壓等級(jí)，常常需要級(jí)聯(lián)大量子模塊，如舟山多端柔性直流輸電工程換流閥每個(gè)橋臂級(jí)聯(lián)的子模塊數(shù)目達(dá)250個(gè)[6]。但其龐大的子模塊級(jí)聯(lián)數(shù)目也給MMC換流器的穩(wěn)定運(yùn)行帶來(lái)了安全隱患，易發(fā)生子模塊故障。當(dāng)子模塊故障數(shù)目較多又未及時(shí)處理時(shí)，可能會(huì)造成系統(tǒng)停機(jī)，危害電網(wǎng)安全。因此，MMC子模塊故障下的容錯(cuò)控制是需要研究的問(wèn)題。

環(huán)流抑制是MMC控制策略研究中的重要環(huán)節(jié)，文獻(xiàn)[7-8]分析了環(huán)流產(chǎn)生的原因，并進(jìn)一步推導(dǎo)了環(huán)流的解析表達(dá)式，但其重點(diǎn)關(guān)注的是正常運(yùn)行下的環(huán)流特性。文獻(xiàn)[9]建立了橋臂不對(duì)稱(chēng)運(yùn)行下基本數(shù)學(xué)模型，但分析不夠詳盡。文獻(xiàn)[10-11]設(shè)計(jì)了基于分相控制的環(huán)流比例諧振PR(Proportional Re-sonant)抑制器，但其只考慮了穩(wěn)態(tài)運(yùn)行和交流系統(tǒng)不對(duì)稱(chēng)時(shí)對(duì)二倍頻環(huán)流的抑制，無(wú)法實(shí)現(xiàn)MMC橋臂不對(duì)稱(chēng)運(yùn)行的環(huán)流抑制。文獻(xiàn)[12]研究了橋臂不對(duì)稱(chēng)運(yùn)行下的PR環(huán)流抑制策略，但其對(duì)PR控制器本身特性的分析不夠詳盡，控制器的性能有待進(jìn)一步提高。

本文針對(duì)MMC子模塊故障容錯(cuò)環(huán)流抑制問(wèn)題，首先推導(dǎo)了子模塊故障狀態(tài)下的環(huán)流數(shù)學(xué)模型，基于該數(shù)學(xué)模型對(duì)子模塊故障狀態(tài)下的環(huán)流特性進(jìn)行了分析，進(jìn)而指出了采用準(zhǔn)PR控制方式的環(huán)流抑制策略在子模塊故障容錯(cuò)環(huán)流控制中的通用優(yōu)勢(shì)。同時(shí)，在對(duì)包含基頻諧振環(huán)節(jié)的準(zhǔn)PR環(huán)流控制器性能分析的基礎(chǔ)上，進(jìn)行了相應(yīng)改進(jìn)，提出了一種包含虛擬電阻前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)的子模塊故障容錯(cuò)環(huán)流抑制策略。其在保證實(shí)現(xiàn)子模塊故障下環(huán)流抑制的同時(shí)，可以通過(guò)引入的虛擬電阻改變橋臂等效電阻的大小，提高環(huán)流控制器在整個(gè)閉環(huán)控制系統(tǒng)中的響應(yīng)速度，使得子模塊故障時(shí)刻直流電流以及環(huán)流的沖擊得到快速、有效的限制，從而弱化了子模塊故障帶來(lái)的影響，優(yōu)化了整個(gè)系統(tǒng)的性能。最后，通過(guò)仿真分析及三相9電平MMC背靠背實(shí)驗(yàn)平臺(tái)驗(yàn)證，結(jié)果表明了該環(huán)流抑制策略的有效性。

1 子模塊故障環(huán)流分析

1.1 MMC拓?fù)?/h3>

如圖1所示，典型的三相MMC拓?fù)溆?個(gè)對(duì)稱(chēng)的橋臂構(gòu)成，在結(jié)構(gòu)上可以劃分為相、橋臂和子模塊3個(gè)單元。每個(gè)橋臂上串聯(lián)n個(gè)結(jié)構(gòu)相同的子模塊單元和1個(gè)橋臂電感，從上、下橋臂2個(gè)相互連接的電感中點(diǎn)引出交流輸出端。其中，子模塊單元由1個(gè)絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)半橋、直流電容C以及旁路開(kāi)關(guān)K構(gòu)成。系統(tǒng)正常工作狀態(tài)下，通過(guò)合理控制子模塊開(kāi)關(guān)器件的通斷狀態(tài)，即可實(shí)現(xiàn)MMC變流器交流側(cè)的多電平輸出[13]。

圖1 三相MMC電路結(jié)構(gòu)拓?fù)銯ig.1 Topology of three-phase MMC circuit

1.2 子模塊故障數(shù)學(xué)模型

由于橋臂電流中主要包含交流側(cè)電流基波分量、直流分量以及2倍頻的環(huán)流分量[14]，因此可設(shè)j相(j=a,b,c)上、下橋臂電流如式(1)所示。

(1)

其中，Ij為交流電流基頻有效值；Ijd為直流分量；Ijz為2倍頻環(huán)流幅值；φ、θz分別為基波電流與2倍頻環(huán)流初相位。假設(shè)xj1和xj2分別表示各相上、下橋臂子模塊故障數(shù)目，則可設(shè)j相上橋臂與下橋臂的子模塊平均開(kāi)關(guān)狀態(tài)為：

(2)

則由式(1)、(2)可得流過(guò)上、下橋臂子模塊電容的平均電流如式(3)所示。其中λ0、λ1、λ2、λ3的取值見(jiàn)附錄式(A1)。

(3)

由于系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)其交直流側(cè)的功率平衡，則式(3)中的直流分量項(xiàng)λ0為0。進(jìn)而由式(3)與各相應(yīng)頻率的電容阻抗計(jì)算即可得到上、下橋臂子模塊電容電壓的周期波動(dòng)分量如下：

(4)

結(jié)合式(2)、(4)可得到上、下橋臂的輸出電壓波動(dòng)Δujp和Δujn如式(5)所示。其中ε0、ε1、ε2、ε3的取值見(jiàn)附錄式(A2)。

(5)

進(jìn)而由式(5)可得j相橋臂電壓總波動(dòng)量如下：

(6)

1.3 子模塊故障環(huán)流特性

由于橋臂上產(chǎn)生的電壓波動(dòng)分量貫穿整個(gè)橋臂，其會(huì)通過(guò)橋臂上的電感在橋臂中形成波動(dòng)電流，該波動(dòng)電流也是形成橋臂環(huán)流的主要原因，因此可以通過(guò)橋臂電壓的波動(dòng)來(lái)間接分析環(huán)流的諧波成分。

分析式(6)可知：當(dāng)子模塊發(fā)生橋臂對(duì)稱(chēng)故障時(shí)，MMC的橋臂環(huán)流成分依然以直流分量和2倍頻成分為主，同時(shí)包含少量的其他偶次倍頻成分，但三相2倍頻環(huán)流量?jī)H在各相的相應(yīng)橋臂子模塊故障數(shù)相同時(shí)才呈現(xiàn)負(fù)序?qū)ΨQ(chēng)的性質(zhì)。當(dāng)子模塊發(fā)生不對(duì)稱(chēng)故障時(shí)，即子模塊故障數(shù)目xj1≠xj2時(shí)，MMC的橋臂環(huán)流成分除了含有直流分量和以2倍頻成分為主偶次倍頻成分，還包含了以基頻成分為主的奇次倍頻成分。

因此，對(duì)于考慮具備子模塊故障環(huán)流容錯(cuò)機(jī)制的控制系統(tǒng)，除了考慮對(duì)固有的負(fù)序2倍頻分量的抑制，還需要考慮具備對(duì)子模塊故障后可能出現(xiàn)的不對(duì)稱(chēng)2倍頻分量以及基頻分量的抑制能力。

2 基于虛擬電阻的容錯(cuò)環(huán)流抑制策略

2.1 準(zhǔn)PR的環(huán)流容錯(cuò)控制優(yōu)勢(shì)

由上述分析可知，為了實(shí)現(xiàn)MMC系統(tǒng)在子模塊故障下環(huán)流的充分容錯(cuò)能力，需同時(shí)考慮對(duì)稱(chēng)2倍頻、不對(duì)稱(chēng)2倍頻及基頻分量的抑制。從以下3個(gè)方面考慮，基于準(zhǔn)PR控制方式的環(huán)流抑制策略在子模塊故障下的容錯(cuò)環(huán)流控制中具有明顯優(yōu)勢(shì)，既能應(yīng)對(duì)不同子模塊故障類(lèi)型下多種頻次的環(huán)流抑制，又易于實(shí)現(xiàn)，不會(huì)增加控制器的設(shè)計(jì)負(fù)擔(dān)。

(1)理想PR控制環(huán)節(jié)僅在諧振點(diǎn)處的增益趨向于無(wú)窮大，對(duì)該頻率點(diǎn)以外的幾乎無(wú)衰減，當(dāng)電網(wǎng)頻率發(fā)生波動(dòng)時(shí)，控制器的性能會(huì)大幅下降。因此，多數(shù)PR控制器均考慮采取準(zhǔn)PR控制器[15]，其傳遞函數(shù)為：

(7)

其中，kp為比例增益；ki為諧振增益；ωc為截止頻率；ω為諧振頻率。

(2)采用PI控制方式的環(huán)流抑制策略，需要對(duì)各相環(huán)流進(jìn)行解耦控制[16]，但當(dāng)2倍頻環(huán)流出現(xiàn)不對(duì)稱(chēng)時(shí)，解耦效果會(huì)明顯受到影響，需考慮增加負(fù)序與零序的控制。而采用PR控制方式的環(huán)流控制策略由于可以避免相間解耦過(guò)程，因此對(duì)于對(duì)稱(chēng)或不對(duì)稱(chēng)2倍頻分量均能實(shí)現(xiàn)很好的抑制效果。

(3)為了實(shí)現(xiàn)對(duì)于基頻環(huán)流的抑制，也只需通過(guò)在傳統(tǒng)2倍頻PR控制器中額外引入基頻諧振環(huán)節(jié)即可，減小了整個(gè)控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)負(fù)擔(dān)。

2.2 準(zhǔn)PR的環(huán)流容錯(cuò)控制分析

圖2 基于準(zhǔn)PR的環(huán)流控制系統(tǒng)Fig.2 Circulating current control system of quasi PR controller

為實(shí)現(xiàn)子模塊故障下對(duì)各種頻次環(huán)流量的抑制效果，控制環(huán)中的準(zhǔn)PR傳遞函數(shù)應(yīng)設(shè)為：

(8)

通過(guò)準(zhǔn)PR傳遞函數(shù)可求得系統(tǒng)控制環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

(9)

其中：

由于系統(tǒng)的響應(yīng)時(shí)間主要取決于閉環(huán)極點(diǎn)的位置，因此可以考慮在不影響系統(tǒng)閉環(huán)零點(diǎn)的情況下，通過(guò)調(diào)節(jié)閉環(huán)傳遞函數(shù)分母中R或L的大小來(lái)影響其閉環(huán)極點(diǎn)的性質(zhì)進(jìn)而調(diào)節(jié)系統(tǒng)性能。圖3為控制橋臂等效電阻R在不同取值時(shí)，計(jì)算得到的閉環(huán)主導(dǎo)極點(diǎn)阻尼系數(shù)的走勢(shì)圖，可以發(fā)現(xiàn)增大橋臂等效電阻時(shí)系統(tǒng)阻尼減小，即可提高環(huán)流控制器在閉環(huán)系統(tǒng)中的故障時(shí)刻響應(yīng)速度。但在實(shí)際工程中，為了減小系統(tǒng)正常工作時(shí)的損耗，常把系統(tǒng)的橋臂等效電阻限制到很小，而等效電感常也隨著系統(tǒng)參數(shù)的確定而選定，可調(diào)節(jié)的裕量不大。

圖3 阻尼系數(shù)走勢(shì)圖Fig.3 Trend of damping

因此，為了加快環(huán)流控制器在子模塊故障時(shí)刻的響應(yīng)速度，實(shí)現(xiàn)故障電流的限制，需要對(duì)子模塊故障環(huán)流容錯(cuò)控制器的性能進(jìn)行改進(jìn)。

2.3 虛擬電阻環(huán)節(jié)設(shè)計(jì)

在上述分析背景下，為實(shí)現(xiàn)PR控制器性能的改善，本文設(shè)計(jì)了一種在原準(zhǔn)PR容錯(cuò)環(huán)流控制器中附加虛擬電阻前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)的子模塊故障容錯(cuò)環(huán)流控制器。在保證整個(gè)控制系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下，通過(guò)調(diào)節(jié)虛擬電阻R0(R0>0)的大小改變整個(gè)橋臂等效電阻的大小，進(jìn)而改善環(huán)流控制器在子模塊故障時(shí)刻的響應(yīng)速度，快速限制子模塊故障時(shí)刻的直流電流及環(huán)流給系統(tǒng)帶來(lái)的沖擊。

圖4 基于虛擬電阻的環(huán)流控制系統(tǒng)Fig.4 Circulating current control system with virtual resistor controller

圖5 整體控制框圖Fig.5 Diagram of whole control structure

通過(guò)推導(dǎo)，可以得到引入虛擬電阻后的閉環(huán)控制系統(tǒng)的傳遞函數(shù)如式(10)所示。

(10)

其中：

通過(guò)對(duì)比式(9)和式(10)可以發(fā)現(xiàn)，引入比例負(fù)反饋后，γi與bi相等；βi與ai相比，R等效變?yōu)镽+R0，實(shí)現(xiàn)了虛擬電阻R0的引入。圖6為控制R0為變量得到的不同R0值下的閉環(huán)傳遞函數(shù)GBF(s)的階躍響應(yīng)，可以發(fā)現(xiàn)隨著R0的增大，系統(tǒng)的響應(yīng)速度加快，與圖3分析結(jié)果相似。

圖6 系統(tǒng)階躍響應(yīng)圖Fig.6 Step response of system

在系統(tǒng)其他參數(shù)確定的前提下，通過(guò)控制變量法可以得到系統(tǒng)的根軌跡如圖7、圖8所示。由圖7可知：隨著虛擬電阻的增大，系統(tǒng)主導(dǎo)極點(diǎn)逐漸靠近虛軸，也說(shuō)明系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)加快。由圖8可知：當(dāng)諧振增益增大時(shí)，系統(tǒng)主導(dǎo)極點(diǎn)同樣逐漸靠近虛軸，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)加快，但同時(shí)系統(tǒng)的穩(wěn)定性會(huì)變差。

因此，在引入虛擬電阻環(huán)節(jié)后的環(huán)流控制系統(tǒng)中，可以通過(guò)適當(dāng)增大R0取值加快其響應(yīng)速度；然后通過(guò)適當(dāng)減小諧振增益kr來(lái)保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

圖7 不同虛擬電阻R0下系統(tǒng)根軌跡Fig.7 Root locus of system with different R0

圖8 不同諧振增益kr下系統(tǒng)根軌跡Fig.8 Root locus of system with different kr

3 仿真與實(shí)驗(yàn)

3.1 仿真分析

在MATLAB/Simulink仿真軟件中搭建了圖1所示的三相MMC模型，仿真系統(tǒng)主要參數(shù)如下：橋臂電感5 mH；子模塊電容2 000 μF；橋臂子模塊數(shù)n=4；直流側(cè)額定電壓120 V；輸出占空比0.8。其中，為了方便仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果的比對(duì)以及考慮故障時(shí)實(shí)驗(yàn)裝置的安全性，仿真與實(shí)驗(yàn)選取的功率等級(jí)相對(duì)較低。同時(shí)，在仿真過(guò)程中通過(guò)瞬間旁路a相(以a相為例)上橋臂SM1與下橋臂SM4來(lái)模擬子模塊故障進(jìn)行算例分析，并且為了保證故障后MMC的正常運(yùn)行，在子模塊故障時(shí)刻投入相應(yīng)的調(diào)制與均壓控制策略。

圖9 直流電流與并網(wǎng)電流仿真圖Fig.9 Simulative results of DC current and grid-connected current

圖9為子模塊故障下直流電流與并網(wǎng)電流仿真圖，MMC系統(tǒng)正常運(yùn)行至t=0.76 s時(shí)投入改進(jìn)后的環(huán)流抑制策略，在t=0.8 s模擬子模塊故障。圖中分別測(cè)量計(jì)算子模塊故障時(shí)刻的直流電流峰值Imax與直流電流超調(diào)比ζ，其中ζ=(Imax-Idc)/Idc(Idc為系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)的直流電流值)。

從圖9可以看出：當(dāng)R0=0即采用傳統(tǒng)的PR環(huán)流抑制器時(shí)，子模塊故障時(shí)刻的直流電流沖擊較大，超調(diào)比達(dá)1.88。當(dāng)加入直流分量負(fù)反饋環(huán)節(jié)后，隨著R0取值的增大，子模塊故障時(shí)刻的直流電流峰值與超調(diào)比開(kāi)始明顯減小，暫態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間也相應(yīng)縮短。當(dāng)R0=10 Ω時(shí)，其超調(diào)比減小至0.37。同時(shí)從圖9(b)可以看出，此時(shí)系統(tǒng)的并網(wǎng)電流狀態(tài)良好。上述仿真結(jié)果表明該環(huán)流抑制策略的設(shè)計(jì)能在保證系統(tǒng)正常運(yùn)行的前提下，明顯減小子模塊故障時(shí)刻直流電流對(duì)系統(tǒng)的沖擊，與理論分析一致。

圖10為子模塊故障下橋臂運(yùn)行狀態(tài)仿真圖。圖中分別測(cè)量計(jì)算子模塊故障時(shí)刻的環(huán)流峰值imax與環(huán)流超調(diào)比η，其中η=(imax-iaz_m)/iaz_m(iaz_m為系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)a相橋臂環(huán)流峰值)。

圖10 橋臂運(yùn)行狀態(tài)仿真圖Fig.10 Simulative results of operating state of arm

從圖10可以看出：當(dāng)R0=0時(shí)，子模塊故障時(shí)刻的環(huán)流沖擊較大，超調(diào)比達(dá)1.45。當(dāng)加入直流分量負(fù)反饋環(huán)節(jié)后，子模塊故障時(shí)刻的環(huán)流峰值與超調(diào)比隨著R0取值的增大開(kāi)始減小。當(dāng)R0=10 Ω時(shí)，其超調(diào)比大約減小至0，抑制效果顯著。同時(shí)從圖10(b)可以看出，該環(huán)流抑制策略投入后，系統(tǒng)正常與故障運(yùn)行期間的環(huán)流均能得到很好的抑制，橋臂電流與子模塊電壓也運(yùn)行穩(wěn)定。仿真結(jié)果表明該策略在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的同時(shí)既能實(shí)現(xiàn)環(huán)流抑制又能限制子模塊故障時(shí)刻的環(huán)流沖擊，設(shè)計(jì)合理。

3.2 實(shí)驗(yàn)分析

為了驗(yàn)證本文的環(huán)流抑制策略和分析結(jié)果，研制了一套三相9電平的MMC背靠背實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如附錄圖A1所示。該平臺(tái)功率單元開(kāi)關(guān)器件使用三菱PS21765模塊，主控制的核心單元為DSP芯片28335。實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)參數(shù)與仿真系統(tǒng)參數(shù)保持一致。在故障時(shí)刻同樣模擬a相上橋臂SM1與下橋臂SM4子模塊故障進(jìn)行分析。

圖11 直流電流與并網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waves of DC current and grid-connected current

圖11為子模塊故障下直流電流與并網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形。MMC系統(tǒng)正常運(yùn)行時(shí)，t1時(shí)刻投入環(huán)流抑制策略，在t2時(shí)刻模擬子模塊故障。圖中分別統(tǒng)計(jì)計(jì)算子模塊故障時(shí)刻的直流電流峰值Imax與直流電流超調(diào)比ζ，結(jié)果如表1所示?？梢?jiàn)，隨著R0的增大，子模塊故障時(shí)刻的直流電流開(kāi)始減小，并且各取值下的并網(wǎng)狀態(tài)良好。當(dāng)R0=10 Ω時(shí)，直流電流的沖擊基本得到充分抑制，與仿真結(jié)果吻合。

表1 實(shí)驗(yàn)結(jié)果統(tǒng)計(jì)Table 1 Experimental results

圖12為子模塊故障下橋臂相關(guān)運(yùn)行狀態(tài)實(shí)驗(yàn)波形，包括a相上、下橋臂SM2電壓Uap2、Uan2，上、下橋臂電流iap、ian，以及M通道計(jì)算得到的橋臂電流之和iaz，即2倍環(huán)流。分別統(tǒng)計(jì)計(jì)算子模塊故障時(shí)刻的2倍環(huán)流峰值與環(huán)流超調(diào)比η，結(jié)果同時(shí)列于表1中。同樣可以發(fā)現(xiàn)，在保證橋臂電流與子模塊電壓波動(dòng)正常時(shí)，隨著R0取值的增大，故障時(shí)刻的環(huán)流峰值開(kāi)始減小。當(dāng)R0=10 Ω時(shí)，環(huán)流的沖擊基本得到充分抑制，與仿真結(jié)果吻合。

圖12 橋臂運(yùn)行狀態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waves of operating state of arm

綜合仿真與實(shí)驗(yàn)分析，可以發(fā)現(xiàn)二者的結(jié)果基本吻合，并驗(yàn)證了文中的理論分析結(jié)果，說(shuō)明本文提出的子模塊故障容錯(cuò)環(huán)流抑制策略設(shè)計(jì)合理，能夠達(dá)到預(yù)期的效果。

4 結(jié)論

a. 針對(duì)MMC子模塊故障容錯(cuò)環(huán)流抑制問(wèn)題，通過(guò)理論推導(dǎo)建立了子模塊故障環(huán)流數(shù)學(xué)模型。分析指出了MMC子模塊故障下的容錯(cuò)環(huán)流抑制需同時(shí)考慮具備對(duì)基頻、對(duì)稱(chēng)2倍頻與不對(duì)稱(chēng)2倍頻3種成分的抑制能力。

b. 基于對(duì)子模塊故障容錯(cuò)環(huán)流抑制的需求，分析了采用準(zhǔn)PR控制方式在子模塊故障容錯(cuò)環(huán)流抑制中的明顯優(yōu)勢(shì)。并針對(duì)該控制方式下子模塊故障的動(dòng)態(tài)響應(yīng)問(wèn)題，設(shè)計(jì)了包含虛擬電阻前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)的子模塊故障容錯(cuò)環(huán)流控制器，實(shí)現(xiàn)了子模塊故障時(shí)對(duì)直流與環(huán)流沖擊電流的快速限制，優(yōu)化了系統(tǒng)的控制性能。

c. 通過(guò)在仿真與實(shí)驗(yàn)環(huán)境下對(duì)子模塊故障工況的模擬，對(duì)理論分析與設(shè)計(jì)的環(huán)流控制器的性能進(jìn)行了驗(yàn)證，結(jié)果表明了該控制策略的有效性。

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