凌毓暢, 曾 江, 劉 洋, 楊 林

(華南理工大學電力學院, 廣東省廣州市 510640)

0 引言

光伏發(fā)電是當前國內(nèi)外最具發(fā)展前景的新能源發(fā)電形式之一,并正逐漸從獨立系統(tǒng)朝大規(guī)模并網(wǎng)方向發(fā)展[1-4],但在實際應用中,光伏出力受光照和溫度影響,具有間歇性和不確定性,這使得光伏逆變器的容量利用率僅為20%[4-5]。另外,隨著電力電子裝置在電力系統(tǒng)中的應用和非線性負載的大量接入,導致配電網(wǎng)公共連接點(point of common coupling,PCC)處電壓發(fā)生畸變,對接入的電力設備造成惡劣的影響。針對該問題,一般采用有源電力濾波器(active power filter,APF)來治理諧波?？紤]到光伏逆變器與APF在拓撲和控制上是相似的,而且其利用容量有剩余,因此有學者提出具備有源濾波功能的光伏逆變器,并已有了大量研究成果[6-10]。

文獻[6]提出一種光伏并網(wǎng)和有源濾波統(tǒng)一控制策略,用瞬時無功理論進行諧波和無功電流檢測,在逆變器剩余容量約束下,優(yōu)先兩者中偏離國家電能指標較大一方,實現(xiàn)了諧波和無功功率的最優(yōu)化補償。文獻[7]在LCL型光伏逆變器中實現(xiàn)了有源濾波功能,并給出了參數(shù)設計方法,改善了電網(wǎng)的電能質(zhì)量。文獻[8]提出三相四開關光伏并網(wǎng)逆變器,利用電流直接跟蹤技術,實現(xiàn)了并網(wǎng)發(fā)電、有源濾波和兼容運行三種模式下的自適應切換;文獻[9-10]基于同步坐標變換法分離出被檢測電流中的諧波分量,與有功分量合成指令電流,再進行跟蹤,使輸出電流中的諧波分量與非線性負載的相互抵消,達到抑制諧波的效果。

考慮到光伏逆變器大多安裝于用戶側(cè),在光伏逆變器上實現(xiàn)諧波治理更適用,而以上的研究成果中,主要存在以下不足:①只適用于補償非線性負載的諧波電流,補償對象固定;②需要額外的電流互感器采集非線性負載電流,并將信號傳送回光伏逆變器控制器,因此光伏逆變器的安裝地點必須靠近非線性負載;③由于補償對象固定,不能發(fā)揮逆變器的全部能力去吸收來自電網(wǎng)側(cè)及其他非線性負載的諧波;④由于補償方式的缺陷,難以量化對電網(wǎng)的諧波治理貢獻,幾乎不能參與電網(wǎng)諧波治理。

針對現(xiàn)有文獻中研究的不足,本文首先通過經(jīng)典的電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)控制方法實現(xiàn)光伏發(fā)電;其次,分析了電阻對PCC諧波電壓和電力系統(tǒng)諧振的抑制作用,基于此提出“虛擬電阻”型逆變器的控制方法,結(jié)合二者,使逆變器對于基波而言相當于電源,將來自光伏的功率輸送至電網(wǎng),對于諧波而言相當于“虛擬電阻”,向電網(wǎng)吸收諧波功率,降低PCC諧波電壓畸變率,主動參與電網(wǎng)的諧波治理;然后提出用擾動觀察法自動調(diào)節(jié)虛擬電阻阻值實現(xiàn)吸收諧波功率最大化,以此量化用戶諧波治理貢獻,最大限度地激勵用戶參與電網(wǎng)諧波治理的積極性;最后,通過仿真和實驗驗證本文所提方法的正確性和有效性。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

雙級式三相對稱光伏系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示,系統(tǒng)由光伏陣列(PV)、Boost電路、DC/AC逆變橋、LCL濾波器、三相電網(wǎng)、線性負荷和非線性負荷構(gòu)成,控制回路由信號采集單元、最大功率點追蹤(MPPT)控制單元以及逆變橋控制單元構(gòu)成。圖中:VT為帶反并聯(lián)二極管的絕緣柵雙極型晶體管;uN=[uaN,ubN,ucN]T為逆變橋輸出電壓;i2=[i2a,i2b,i2c]T為并網(wǎng)電流;u=[ua,ub,uc]T為PCC電壓;us=[usa,usb,usc]T和Rs+jωLs分別為電網(wǎng)電壓和系統(tǒng)阻抗。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 System structure diagram

前級進行升壓和MPPT,實現(xiàn)能量的轉(zhuǎn)換和輸送。對于后級,并網(wǎng)電流和PCC電壓被采集后進行快速傅里葉變換(fast Fourier transformation,FFT),將得到的各次諧波電壓和電流以及直流側(cè)電容電壓一起送入逆變橋控制部分,采用一定的控制方法,控制逆變橋開關管的通斷,實現(xiàn)光伏并網(wǎng)發(fā)電和諧波電壓抑制。

2 控制系統(tǒng)

本文所提控制方法在實現(xiàn)正常光伏并網(wǎng)發(fā)電的同時能抑制PCC諧波電壓,其控制由兩部分組成。

2.1 光伏并網(wǎng)發(fā)電控制方法

本文采用具有三階低通濾波特性的LCL濾波器抑制開關諧波[11-12]。相較于有源阻尼[13]或有源與無源阻尼相結(jié)合[14]的方法,本文采用電容支路串電阻的無源阻尼方法來抑制LCL濾波器的諧振尖峰,簡單可靠,便于實現(xiàn)。光伏并網(wǎng)發(fā)電控制策略采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制策略,電壓外環(huán)中,直流側(cè)電容電壓經(jīng)采樣后與參考電壓作差,經(jīng)過一個比例—積分(PI)控制器,作為d軸電流參考值。電流內(nèi)環(huán)中,dq軸參考電流和各自反饋值的誤差送入PI控制器,輸出經(jīng)過dq/αβ反變換后送入空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)生成開關信號控制逆變橋開關管通斷,實現(xiàn)光伏并網(wǎng)發(fā)電,控制框圖詳見附錄A圖A1。

2.2 虛擬電阻型光伏逆變器控制方法

2.2.1電阻對并網(wǎng)點諧波電壓的抑制作用分析[15]

在闡述本文所提控制策略前,以圖2的電力系統(tǒng)為例,分析電阻對諧波電壓的抑制作用。

圖2 示例系統(tǒng)諧波等效電路圖Fig.2 Equivalent harmonic circuit of example system

圖2為示例系統(tǒng)諧波等效電路圖。其中,es為電網(wǎng)背景諧波電壓,VPCC為PCC諧波電壓,ZL為負載阻抗,ihar為諧波電流,Rhar為電阻,iR為流過電阻的電流。由疊加定理可得:

(1)

式中:Ys(s)=1/(sLs);YL(s)=1/ZL(s);YR(s)=1/Rhar;Us為電網(wǎng)背景諧波電壓;Ihar為諧波電流。

由式(1)可知,所示系統(tǒng)為一個雙輸入系統(tǒng),存在兩個諧波源:電網(wǎng)背景諧波電壓Us和諧波電流Ihar,PCC電壓畸變由諧波電流Ihar和電網(wǎng)諧波背景電壓Us共同造成。

分別令Us=0和Ihar=0,可得投入電阻前后PCC電壓比值為:

(2)

式中:VPCC(∞)為未投入電阻的PCC電壓;VPCC(Rhar)為投入電阻后的PCC電壓。

令α=VPCC(Rhar)/VPCC(∞),則α可以同時反映電阻對兩種諧波源造成的PCC電壓畸變的抑制作用,其幅值越小,說明電阻對PCC電壓畸變的抑制能力越強。在不同負載情況下,α可進一步寫成如下形式:

(3)

式中:Leq=LsLL/(Ls+LL),其中LL為負載電感;CL為負載電容。

式(3)中,無負載和感性負載兩種情況下具有相似的表達式,可以合并為一種情況研究。

1)無負載或感性負載時并網(wǎng)點諧波特性分析

取實驗時測算所得Ls=0.23 mH,繪制出不同Rhar下α的幅頻曲線,曲線參見附錄A圖A2(a)。曲線表明,α值總小于1,這說明電阻支路可以有效抑制來自背景諧波電壓和諧波源所造成的PCC電壓畸變。同時,抑制能力隨著阻值減小而增強。

2)容性負載時并網(wǎng)點諧波特性分析

取Ls=0.23 mH,CL=1.76 mF與Ls構(gòu)成5次諧振,繪制出不同Rhar時α值的幅頻曲線,曲線參見附錄A圖A2(b)。曲線表明,α值總小于1,電阻支路可以有效抑制兩種諧波源所造成的PCC電壓畸變,同時阻值越小,抑制能力越強。α在諧振頻率處幅值為0,電阻可以有效抑制負載電容和電網(wǎng)阻抗構(gòu)成的諧振。

綜上,在不同負載條件下,并網(wǎng)點接入電阻皆能有效地抑制PCC電壓畸變,并能增加系統(tǒng)阻尼,抑制電力系統(tǒng)的諧振,但從節(jié)約能源和治理諧波角度看,希望接入的電阻既不產(chǎn)生功率損耗又能抑制電網(wǎng)的諧波。為此,本文提出一種虛擬電阻型光伏逆變器控制方法。對于基波而言,光伏逆變器能將來自光伏板的功率輸送至電網(wǎng),相當于一個電源。對于各次諧波而言,控制光伏逆變器吸收的諧波電流與PCC諧波電壓同相位,幅值相差一定倍數(shù),使得光伏逆變器被等效為一個“虛擬電阻”,能吸收系統(tǒng)的諧波功率并將其轉(zhuǎn)化為基波功率與來自PV的基波功率一起反送回系統(tǒng)中,既不消耗功率又能抑制并網(wǎng)點電壓畸變,示意圖參見附錄A圖A3。

2.2.2虛擬電阻型光伏逆變器的控制方法

圖3 虛擬電阻型逆變器控制方法Fig.3 Control method of virtual-resistance-type inverter

PCC的電壓和并網(wǎng)電流被檢測后經(jīng)過abc-αβ變換和FFT,并通過計算得到其中主導序分量的d軸分量和q軸分量,將其中得到的h次諧波電壓主導序分量的dq軸分量乘以諧波電導Kh,作為h次諧波電流的dq軸分量參考值,與并網(wǎng)電流中的h次諧波電流主導序分量的dq軸分量分別作差,誤差送入PI控制器,再結(jié)合h次諧波的相位ωht進行與各次諧波主導序分量相對應的dq反變換,各次反變換結(jié)果疊加成總控制量送入SVPWM以生成開關信號驅(qū)動逆變橋,最終輸出與PCCh次諧波電壓同相位,幅值相差Kh倍的諧波電流。此時,逆變器相當于一個“虛擬電阻”,能夠吸收來自電網(wǎng)的h次諧波功率,起到抑制諧波的作用。

PI控制器的參數(shù)可基于經(jīng)典的Ziegler-Nichols法[16]分別對各次諧波進行單獨整定。對于式(4)所示PI控制器,其參數(shù)整定方法為:①先去掉積分項,只保留比例項,增大比例增益Kp,使系統(tǒng)輸出振蕩;②調(diào)節(jié)比例增益Kp,使系統(tǒng)輸出處于臨界振蕩,記錄此時臨界增益Ku和振蕩曲線的周期Tu;③根據(jù)Ziegler-Nichols法,按照Kp=0.4Ku,Ki=Kp/(0.8Tu)取值,再略微調(diào)整,直至控制效果滿足要求。

(4)

2.2.3Kh值選取

光伏逆變器以“虛擬電阻”的形式吸收各次諧波電流時,其貢獻既可基于其吸收電流的大小,亦可基于其吸收的有功功率大小來衡量,但綜合節(jié)能的需要和計量的便利性來考慮,現(xiàn)階段以有功功率的大小來衡量比較恰當。雖然Rh值越小,諧波抑制效果越好,但在這種Rh選取方式下,光伏逆變器吸收的諧波有功功率未必能達到最大,這將難以最大程度地調(diào)動用戶參與電網(wǎng)諧波治理的積極性,因此選擇一個Rh值以使光伏逆變器的吸收功率最大化是非常必要的。針對此問題,本文提出一種新的諧波治理策略,光伏逆變器根據(jù)并網(wǎng)點各次諧波電壓及其輸出的各次諧波電流,計算自身吸收的各次諧波功率,并采用一定算法,實時調(diào)節(jié)Kh,使自身吸收的各次諧波功率均達到最大,并以此對治理行為進行獎勵。在此策略下,如果配合有效機制,則主動參與諧波治理的用戶將依據(jù)其吸收的最大諧波功率可獲得最大的激勵。

本文把光伏逆變器吸收的諧波功率為最大值相應的各次諧波電阻的阻值稱為“最佳阻值”Rhopt。對于h次諧波,從PCC看進去的戴維南等效電路參見附錄A圖A4。根據(jù)電路知識,對于各次諧波有且僅有唯一一個“最佳阻值”,使得在該阻值下吸收的諧波功率最大,Rh吸收諧波功率Ph最大的條件為:

(5)

綜上所述,調(diào)節(jié)諧波電導Kh使Ph達到最大的過程等價于調(diào)節(jié)電阻值Rh使之與等效系統(tǒng)阻抗相等的過程。由于Ph隨Kh的變化是一單峰曲線,因此,本文采用擾動觀察法,通過對Kh值施加擾動,觀察諧波功率的變化方向,以此確定下一周期Kh的變化方向,使得Kh朝使功率增大的方向調(diào)節(jié)。

最后,結(jié)合上文所述光伏并網(wǎng)發(fā)電、諧波電壓抑制的控制方法和最佳阻值的自動調(diào)節(jié)方法,可以得到具有諧波電壓抑制功能的虛擬電阻型光伏逆變器總體控制策略,參見附錄A圖A5。

3 仿真和實驗結(jié)果

根據(jù)圖1的結(jié)構(gòu),在MATLAB中搭建了仿真模型,對前文所提控制策略進行仿真驗證。前級的光伏、Boost和MPPT不作為本文研究對象,本文用一個功率源進行等效;非線性負載和有背景諧波電壓的電網(wǎng)用等效的系統(tǒng)阻抗以及加入5次諧波電壓1.5 V、7次諧波電壓1.2 V、11次諧波電壓0.82 V和13次諧波電壓0.52 V的電壓源來等效。仿真模型參見附錄A圖A6,仿真電路參數(shù)詳見附錄A表A1,仿真和實驗的PI控制器參數(shù)詳見附錄A表A2。

3.1 MATLAB/Simulink仿真結(jié)果

仿真結(jié)果及分析詳見附錄A圖A7至圖A9以及表A3。由仿真結(jié)果可知,在諧波抑制功能啟動后,各次諧波電壓和電流相位相同,幅值相差Kh倍,對于各次諧波而言,光伏逆變器工作于“虛擬電阻”狀態(tài),向電網(wǎng)吸收諧波功率,并且通過擾動觀察法能較為準確地調(diào)節(jié)Kh值,實現(xiàn)了諧波功率吸收最大化。

諧波電壓抑制啟動前后的PCC電壓頻譜如圖4所示。在諧波電壓抑制啟動后,5,7,11和13次諧波電壓含有率有不同程度的下降,總諧波電壓畸變率由1.15%降至1.0%,較好地實現(xiàn)了對PCC諧波電壓抑制。

圖4 仿真得到的PCC電壓頻譜圖Fig.4 Spectra of PCC voltage obtained by simulation test

3.2 實驗結(jié)果

為進一步驗證本文所提方法,研制了一臺10 kW三相三線制光伏逆變器樣機,直流側(cè)電壓Vdc=660 V,直流側(cè)電容Cdc1=Cdc2=150 μF,LCL濾波器參數(shù)為L1=0.74 mH,C=6.6 μF,L2=55 μH,電容串聯(lián)電阻R=0.5 Ω,系統(tǒng)Ls經(jīng)測算大致為0.23 mH。電流互感傳感器采用Allegro公司的ACS758LCB-050B-PFF-T,而電壓傳感器采用電阻分壓采樣,兩者的精度基本可以滿足要求。數(shù)字控制系統(tǒng)的主控數(shù)字信號處理器(DSP)芯片為TI公司的TMS320F28335。將FFT放在控制程序主循環(huán)中計算,一旦中斷完成有時間空閑,就用于運算FFT并更新控制量。最終,每1個工頻周期更新一次FFT的計算結(jié)果并用于諧波的PI控制,實驗環(huán)境參見附錄A圖A10,實驗波形參見附錄A圖A12。

由于實驗條件有限,光伏板提供的有功功率不足,諧波抑制啟動前后,輸出基波有功功率約為2.3 kW。因此,以下主要驗證本文所提的諧波電壓抑制策略。為便于進一步地分析,將原始實驗數(shù)據(jù)讀取出,并用MATLAB繪制,實驗結(jié)果及分析詳見附錄A圖A12和圖A13。

實驗所得出的諧波抑制啟動前后低次諧波抑制功能的PCC電壓頻譜圖如圖5所示。在啟動低次諧波抑制功能后,諧波總畸變率由2.46%降至2.36%,降幅不明顯是由于本文所用三相三線制逆變器無法通過吸收3k次零序諧波電流來抑制含量很高的3k次零序諧波電壓(4.96 V幾乎沒有變化),但5次和7次諧波電壓降至原先的70%左右,11,13,17,19,21次亦有所降低,基本達到了抑制接入點諧波電壓的目的,驗證了本文所提方法的有效性。

圖5 實驗得到的PCC電壓頻譜圖Fig.5 Spectra of harmonic voltage obtained by experiment

另外,本文從逆變器產(chǎn)生的諧波電流和損耗兩方面分析了實現(xiàn)本文所提控制策略的代價,詳見附錄A圖A14和圖A15。綜合考慮本文控制策略的優(yōu)點、所取得的效果和所付出的代價,該控制策略具有一定的實際意義。

4 結(jié)語

不同于現(xiàn)有文獻的檢測就近非線性負載諧波電流進行補償?shù)姆椒?本文提出一種能抑制PCC諧波電壓的虛擬電阻型光伏逆變器控制方法,結(jié)論如下。

1)光伏逆變器能夠正常并網(wǎng)發(fā)電,同時對于諧波而言,在弱電網(wǎng)且逆變器容量充足時,能控制為一個“虛擬電阻”,吸收諧波功率,降低PCC電壓的畸變率,實驗結(jié)果驗證了本文所提控制方法的可行性和有效性。

2)“虛擬電阻”型光伏逆變器能增加系統(tǒng)的阻尼,抑制負載和電力系統(tǒng)諧振所導致的諧波電流的放大,提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

3)本文所提的擾動觀察法,能夠自動調(diào)節(jié)諧波電導Kh,使得吸收的諧波功率最大化,相關部門可據(jù)此對吸收諧波功率的用戶作出一定補償或獎勵,從而有效激勵各電力用戶主動參與治理諧波。

本文所提的控制方法運算量稍大,較為適合對準穩(wěn)態(tài)的低次諧波進行抑制,但隨著未來硬件水平的提升和開關頻率的提高,將能夠?qū)崿F(xiàn)對變化速度較快的高次諧波的抑制,也能承受其所帶來的運算量。受限于三相三線制逆變器,本文的控制方法無法對以零序為主的3的倍數(shù)次諧波進行抑制,下一步,將會將其應用于三相四線制逆變器以抑制配電網(wǎng)中含量較高的3的倍數(shù)次諧波,更有效地降低PCC電壓畸變率。更進一步地,將研究多臺具備諧波抑制功能的逆變器的統(tǒng)一諧波抑制協(xié)調(diào)控制方法,以實現(xiàn)對容量更大、電壓等級更高的電網(wǎng)的諧波有效治理。

附錄見本刊網(wǎng)絡版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

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凌毓暢(1992—),男,碩士研究生,主要研究方向:電能質(zhì)量分析與控制。E-mail： lingychy@foxmail.com

曾 江(1972—),男,通信作者,博士,副教授,主要研究方向:電能質(zhì)量分析與控制。E-mail: zengxy@scut.edu.cn

劉 洋(1991—),男,碩士研究生,主要研究方向:電能質(zhì)量分析與控制。E-mail: 1518123216@qq.com