孫帥帥，王 茂，王 毅，包西平

0 引言

基于傳統(tǒng)內(nèi)燃機的汽車的普及，使中國百姓更加便利的同時也帶來了嚴重污染空氣問題。為了保持環(huán)境的可持續(xù)發(fā)展，國家大力發(fā)展純電動汽（EV）與混合動力車（HEV）新能源汽車產(chǎn)業(yè)[1-2]。在新能源汽車中，車載DC-DC變換器有著廣泛的應用。

車載DC-DC變換器的主要作用是取代傳統(tǒng)的12 V發(fā)電機，廣泛運用在HEV與EV的系統(tǒng)中。為了提高電動汽車的續(xù)航里程，DC-DC變換器必須具備高效率與高功率密度等特性[3]。而LLC變換器正具有上述優(yōu)點。其工作頻率高，可減少磁性器件的體積，軟開關(guān)技術(shù)的易于實現(xiàn)提高了效率，LLC是目前應用廣泛、性能優(yōu)良的一種DC-DC變換器拓撲結(jié)構(gòu)[4]。

本文對基于LLC的DC-DC變換器進行了分析，并給出了詳細的設計步驟，最后基于意法半導體公司的L6599控制芯片制作了一臺120 W的實驗樣機，并進行了實驗驗證[5]。

1 LLC電路結(jié)構(gòu)及工作原理

半橋LLC變換器的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 半橋LLC拓撲

半橋LLC變換器的主電路由原邊開關(guān)器件、諧振網(wǎng)絡與副邊整流網(wǎng)絡組成。原邊橋臂上下主開關(guān)管以50%的固定占空比互補導通，LLC諧振腔由諧振電容Cr、諧振電感Lr與變壓器勵磁電感Lm所構(gòu)成。對于LLC電路，有兩個諧振頻率，分別是Lr與Cr產(chǎn)生的諧振頻率fr：

Lr、Lm、Cr產(chǎn)生的諧振頻率 fm：

利用基波分量法[6-8]可求得LLC變換器的直流增益比：

其中k1=Lr/Lm，fn=fs/fr，品質(zhì)因數(shù)Q：

RAC是輸出電阻折返到一次側(cè)的等效電阻。

由上述可以得到增益M隨開關(guān)頻率變換變換的一簇曲線。

圖2 LLC直流增益特性曲線

從圖2中可以看出，當工作頻率處于fm＜fs＜fr時，可以使原邊主開關(guān)管的零電壓開通(ZVS)與副邊整流二極管的零電流關(guān)斷(ZCS)。

從圖2中也可以得出如下結(jié)論：當電路工作頻率處于fs＞fr，LLC變換器只能實現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓開通。當電路工作頻率區(qū)間處于fs＜fm時，LLC電路能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開關(guān)管與副邊整流二極管的零電流關(guān)斷。

因此，fm＜fs＜fr這個階段是LLC變換器的最佳工作區(qū)域。

2 LLC變換器參數(shù)設計

本次設計中，LLC變換器輸入直流電壓Vin范圍為360～400 V，輸出功率 Po為120 W，輸出直流電壓Vo為12 V，效率η為0.92。

2.1 變壓器匝比

為了實現(xiàn)較高的電路效率，將變換器工作點設計在諧振點處[9]，此時的直流增益Mdc為：

可求得變壓器的變比n=Vd/Vo=15.2。

2.2 輸入電壓增益

由輸入電壓最大值與最小值，可求得增益的最大值與最小值。

2.3 開關(guān)頻率與死區(qū)時間選擇

較高開關(guān)頻率可使磁性元件的體積得到減小，但與此同時電路的損耗會增加[10]，這樣反而降低了整體的效率，在本次設計中，選擇開關(guān)頻率fs為100 kHz，死區(qū)時間td設置為300 ns。

電路工作最小頻率為：

電路工作最大頻率為：

其中k=7。

2.4 諧振參數(shù)設計

電路品質(zhì)因數(shù)Q計算如下：

首先對諧振電容Cr選值，諧振電容在LLC變換器中參與了諧振并有著濾波的功能，在本次設計的過程中，要同時考慮到電容承受的的應力與濾波效果[11-12]，計算如下：實際諧振電容 Cr取值為15 nF，其中Rac=8n2Vo2/(π2Po)=218.8 Ω。

求諧振電感，計算如下：

實際諧振電容Lr取值為160 μH。

計算磁電感Lm：

實際諧振電容Lr取值為1.12 mH。

2.5 電路零電壓開通校驗

在 td死區(qū)時間里，因勵磁電流Ip較大，所以它對原邊的開關(guān)管結(jié)電容Coss進行恒流的充電與放電，從而使原邊開關(guān)管ZVS開通得到實現(xiàn)[13-14]。

在本次設計中，選取IRFBC20作為開關(guān)管[15]，其中Coss為50 pF，Cstay為100 pF。

可求得所設計的電路最小勵磁電流Im_min：

求滿足開關(guān)管零電壓開通的電流Ip：

從上可知Im_min＞Ip，所以本設計可實現(xiàn)原邊的零電壓(ZVS)轉(zhuǎn)換。

3 關(guān)鍵器件的選型

3.1 原邊開關(guān)管(MOSFET)

本次設計的基于LLC的DC-DC變換器輸入最大直流電壓Vinmax=400 V。因此，半橋LLC原邊電路中每個MOS?FET開關(guān)管所承受的最大電壓為400 V。流經(jīng)MOSFET開關(guān)管的最大電流[15]計算如下：

原邊諧振網(wǎng)絡的輸入電流的有效值Ip_rms為：

每個MOSFET開關(guān)管電流Imos_rms有效值為：

電流最大值為2 Imos_rms=1.168 A。

設計選用的開關(guān)管IRBC20其參數(shù)為Id=2.2 A，Vds=600 V，可以滿足本次設計要求。

3.2 副邊整流二極管

對于副邊繞組的整流二極管，其所承受的反向電壓[16]為2Vo=24 V，流經(jīng)二極管的有效值Id_rms為：

電流最大值為2Id_rms=15.708 A。

設計選用的開關(guān)管MBR2060CT其參數(shù)為IF(AV)=10 A，IFRM)=20 A，VR=60 V，可以滿足設計要求。

3.3 變壓器的設計

設計中采取AP[17]法設計變壓器。

其中△B=0.15 T，J=4 A/mm2，η=0.92，窗口利用系數(shù)Kw=0.3，波形系數(shù)Kf=4。通過計算比較，通過查閱磁芯制造廠家給出的資料，選擇TDG天通公司的TPW4材質(zhì)的PQ26/25磁芯，這個磁芯可以滿足設計要求。

本設計中副邊繞組匝數(shù)Ns=2，原邊繞組Np=30。變壓器氣隙長度lg計算如下：

圖3 實驗平臺

其中查表可得Ae2625=117.72 mm2。

4 實驗驗證

為了驗證上述理論分析和設計，搭建了基于LLC的車載DC-DC變換器實驗平臺，如圖3所示。

圖4 fs=fr諧振電流

圖5 fs＞fr諧振電流

圖6 fs＜fr諧振電流

實驗波形如圖4～6所示(淺色波形為諧振電流，深色為驅(qū)動電壓波形)。

圖4至圖6分別是fs＜fr，fs＞fr，fs=fr情況下的電流與驅(qū)動電壓波形。從中可以看出，電路運行穩(wěn)定，電流正弦度較好，驗證了所設計的實際電路與理論較為符合。

5 結(jié)束語

本文對基于LLC的DC-DC變換器進行了分析，并給出了詳細的設計方法，并制作樣機進行了實驗驗證，說明LLC變換器能夠較好地應用在車載DC-DC變換器中。

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