鄧雪群

(中國電子科技集團(tuán)公司第十研究所，四川 成都 610036)

0　引言

測控與信息傳輸系統(tǒng)是高速無人飛行器信息電子系統(tǒng)的核心之一，它在傳統(tǒng)飛行器統(tǒng)一測控系統(tǒng)的跟蹤、測軌、遙控、遙測及載荷數(shù)據(jù)傳輸“四合一”功能基礎(chǔ)上[1]，綜合了任務(wù)規(guī)劃與指揮控制功能。其中的遙控、任務(wù)指揮控制功能主要由視距測控通信鏈路與超視距測控通信鏈路互為補(bǔ)充完成。

與傳統(tǒng)飛行器測控相比，高速無人飛行器視距測控通信需解決如下問題[2-3]：① 復(fù)雜電磁環(huán)境下的強(qiáng)抗干擾、優(yōu)越低截獲性能傳輸需求；② 高動態(tài)環(huán)境下導(dǎo)致較大的多普勒頻移問題；③ 戰(zhàn)場邊緣應(yīng)用及平臺的隨機(jī)擺動與反射，會造成信號電平嚴(yán)重衰落，以及低仰角多徑效應(yīng)問題。采用擴(kuò)頻通信技術(shù)是解決上述問題的一種技術(shù)途徑，但擴(kuò)頻通信傳輸速率、擴(kuò)頻增益、信號帶寬的相互制約，突發(fā)方式下的傳輸效率與快速同步的矛盾，以及工程實(shí)現(xiàn)時算法精度與硬件資源的矛盾都是技術(shù)難題。因此，本文設(shè)計(jì)了一種實(shí)用的突發(fā)碼移鍵控?cái)U(kuò)頻通信系統(tǒng)，從理論推導(dǎo)及仿真驗(yàn)證的角度分析上述問題的解決思路，并基于精度、速度、資源均衡原則對解調(diào)接擴(kuò)、同步等算法進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，使其適用于實(shí)際工程實(shí)現(xiàn)，對其他測控與信息系統(tǒng)的工程設(shè)計(jì)具有一定參考意義。

1　系統(tǒng)設(shè)計(jì)

系統(tǒng)采用DBPSK+碼移鍵控?cái)U(kuò)頻調(diào)制，偽隨機(jī)(Pseudo Noise，PN)碼長為127位，碼速率為8 MHz。為適應(yīng)突發(fā)擴(kuò)頻通信系統(tǒng)，設(shè)計(jì)幀結(jié)構(gòu)由同步段、標(biāo)志段和數(shù)據(jù)段3部分構(gòu)成。同步段主要完成突發(fā)信號到達(dá)檢測、自動增益(Automatic Gain Control，AGC)控制、頻偏估計(jì)、偽碼同步、位同步和幀同步等功能。標(biāo)志段用于傳送消息長度、糾錯方式和數(shù)據(jù)發(fā)送模式等有效信息。數(shù)據(jù)段用于傳輸用戶數(shù)據(jù)。系統(tǒng)設(shè)計(jì)原理框圖如圖1所示。

圖1　系統(tǒng)原理

2　調(diào)制算法設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

調(diào)制部分工作流程：串行輸入用戶數(shù)據(jù)經(jīng)信道編碼后串并轉(zhuǎn)換形成4路信息流，前3路信息用于控制擴(kuò)頻碼的選擇，第4路信息差分編碼后與選出的擴(kuò)頻碼進(jìn)行正反碼選擇，然后經(jīng)符號映射、同步段組幀、脈沖成型得到基帶數(shù)據(jù)?；鶐?shù)據(jù)經(jīng)DA轉(zhuǎn)換、低通濾波、模擬中頻調(diào)制，產(chǎn)生中頻碼移鍵控?cái)U(kuò)頻調(diào)制信號，送入信道分機(jī)。

信道編碼設(shè)計(jì)采用循環(huán)冗余校驗(yàn)(Cyclic Redundancy Check，CRC)編碼、RS編碼、卷積編碼、加擾和交織，加擾的目的是保證傳輸數(shù)據(jù)的隨機(jī)性，使信號頻譜彌散而保持穩(wěn)恒，對同步提取、降低信號峰值—平均值功率比有重要意義[4]，交織的作用則是把突發(fā)錯誤離散為隨機(jī)錯誤，以保證糾錯碼的有效性。擴(kuò)頻碼選用自、互相關(guān)性良好、碼型數(shù)量較多的平衡Gold碼，具有較好的頻譜特性，有利于載波抑制。脈沖成型濾波采用平方根升余弦滾降濾波器，滾降系數(shù)取0.35。

3　解調(diào)算法設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

解調(diào)部分工作流程：中頻信號經(jīng)帶通濾波、可變增益放大器(Variable Gain Amplifier，VGA)電路調(diào)整、AD采樣得到數(shù)字碼流送入FPGA解調(diào)，在FPGA中對其進(jìn)行數(shù)字下變頻、匹配濾波，得到I、Q兩路基帶信號，經(jīng)同步后送碼移鍵控解擴(kuò)解調(diào)，信道譯碼后輸出原始用戶信息。

3.1　采樣率的確定

本系統(tǒng)接收中頻信號中心頻率fIF=80 MHz，帶寬B=PN碼速率(1+滾降系數(shù))=10.8 MHz，適合采用帶通采樣定理。為滿足窄帶中頻信號無混疊采樣條件，帶通信號采樣率fs應(yīng)該滿足如下充要條件[5]：

(1)

式中，fH為帶通信號的最大頻率點(diǎn)；fL為帶通信號的最小頻率點(diǎn)；N為整數(shù)，其取值范圍為：

(2)

式中，int(·)表示取整數(shù)。

為便于數(shù)字下變頻后的抽取處理，采樣率的選取通常需保證采樣后的數(shù)據(jù)速率為PN碼速率的整數(shù)倍。同時為簡化電路設(shè)計(jì)，系統(tǒng)采用單路A/D實(shí)采樣，為減小頻譜混疊，則要求采樣率至少為PN碼速率的8倍以上。這里取12倍基帶碼元速率fs=96 MHz。帶通采樣的頻譜搬移如圖2所示，信號從高中頻變換到低中頻fLF=fIF-lfs=16 MHz，其中l(wèi)是使fLF的絕對值最小的自然數(shù)，本方案設(shè)計(jì)中l(wèi)取1。

圖2　A/D采樣頻譜搬移示意

3.2　數(shù)字下變頻

數(shù)字下變頻作用是將A/D采樣后的數(shù)字信號從低中頻搬移到基帶，同時根據(jù)同步模塊計(jì)算的頻率偏差估計(jì)值對信號進(jìn)行校正，并實(shí)現(xiàn)采樣率的變換。

假設(shè)收發(fā)端存在載波頻率偏差Δf，A/D帶通采樣后的低中頻分量可表示為：

rLF(t)=d(t)c(t)cos[2π(fLF+Δf)t]，

(3)

式中，d(t)表示基帶波形；c(t)表示擴(kuò)頻波形；載波功率歸一化為1。

對rLF(t)混頻、低通濾波后即得到基帶信號為：

rB(t)=d(t)c(t)ej2πΔft。

(4)

A/D采樣數(shù)字信號經(jīng)混頻到零中頻后，輸出到低通濾波器以濾除倍頻分量，然后進(jìn)行抽取，降低樣本速率，以利于后續(xù)信號處理。低通濾波器同時實(shí)現(xiàn)了抽取前的抗混疊濾波功能。基于處理精度、資源和計(jì)算速度的綜合考慮，后級匹配濾波處理要求采樣速率至少為PN碼速率4倍以上，因此選取抽取因子為3。

數(shù)字下變頻實(shí)現(xiàn)框圖如圖3所示，由數(shù)控振蕩器(Numerically Controlled Oscillator，NCO)、混頻器(乘法器)、低通濾波器和抽取器組成。

圖3　數(shù)字下變頻實(shí)現(xiàn)原理

3.3　匹配濾波

匹配濾波的目的是從4倍符號采樣的數(shù)字信號中恢復(fù)出具有最佳采樣點(diǎn)的信號，與調(diào)制部分的脈沖成型濾波器對應(yīng)，采用相同滾降系數(shù)的平方根升余弦滾降濾波器對數(shù)據(jù)進(jìn)行FIR濾波。

3.4　碼移鍵控?cái)U(kuò)頻解擴(kuò)/解調(diào)

系統(tǒng)的擴(kuò)頻調(diào)制采用PN碼和數(shù)據(jù)符號同步的方式，即一個數(shù)據(jù)符號轉(zhuǎn)換點(diǎn)對應(yīng)著一個PN碼周期的轉(zhuǎn)換點(diǎn)，擴(kuò)頻碼周期也不太長，因此可采用數(shù)字匹配濾波器進(jìn)行數(shù)字相關(guān)解擴(kuò)，在解擴(kuò)的同時實(shí)現(xiàn)信息解調(diào)，并且達(dá)到PN碼快速捕獲的目的[6]。

匹配相關(guān)輸出相關(guān)函數(shù)可表示為：

0≤τ

(5)

式中，Ts為一個PN碼周期的時間長度。

① 當(dāng)載波頻偏Δf=0時，

R(kTs+τ)=d(k)Rc(kTs+τ)，

(6)

(7)

式中，d(k)為接收的第kTs時刻差分用戶信息；Rc(kTs+τ)為擴(kuò)頻波形c(t)的相關(guān)函數(shù)。

② 當(dāng)載波頻偏Δf≠0時，載波頻率偏差會對相關(guān)峰各樣值點(diǎn)幅度帶來不同程度的衰減。此時，若接收信號與本地PN碼波形完全匹配，輸出相關(guān)函數(shù)峰值為：

R(kTs)=d(k)ej2πΔfkTssinc(ΔfTs)。

(8)

從上述定量分析可以看出，匹配濾波器的輸出R(kTs+τ)是一個與PN碼同周期的周期函數(shù)，幅度受用戶數(shù)據(jù)符號調(diào)制。載波頻偏對相關(guān)峰峰值的影響是會產(chǎn)生一個sinc函數(shù)衰減因子。因此，相關(guān)解擴(kuò)前先做載波頻偏糾正，在相關(guān)峰最大值處采樣即可解調(diào)出差分信息d(k)。

系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)時設(shè)計(jì)采用16個PN碼相關(guān)器代替I、Q兩路16個匹配濾波器，在位同步時鐘控制下對相關(guān)器運(yùn)算結(jié)果進(jìn)行采樣、清零處理，這樣，每127×4=508個時鐘周期輸出一組8個樣值，輸出峰值的相關(guān)器序號即對應(yīng)著解調(diào)信息的前3位。這種方案的運(yùn)算量是匹配濾波器實(shí)現(xiàn)方案的1/508，并且不占用延時寄存器單元。另外，為便于數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)，相關(guān)峰幅度計(jì)算由式(9)近似算法來替代：

SMAG=max{abs(I)，abs(Q)}+

(9)

式中，I、Q分別表示I路、Q路相關(guān)器輸出信號。

3.5　DBPSK解調(diào)

DBPSK解調(diào)采用延遲差分解調(diào)方式，輸入基帶差分信號d(k)，I(k)和Q(k)分別表示d(k)的實(shí)部和虛部，A(k)和φ(k)分別表示d(k)的幅度和相位，其復(fù)數(shù)表示如下：

d(k)=I(k)+jQ(k)=A(k)ejφ(k)。

(10)

延遲差分解調(diào)輸出信號為：

A(k)A(k-1)ej(φmod(k)+Δφrot(k))，

(11)

式中，Δφmod(k)表示由于調(diào)制而引起的相鄰符號間的相差；Δφrot(k)表示由于收發(fā)頻差而引起的相鄰符號間的相差。

對于DBPSK信號，相鄰符號間調(diào)制相差Δφmod(k)為0或π，經(jīng)過頻偏糾正后Δφrot(k)≈0，因此可通過dout的實(shí)部進(jìn)行符號判決獲得解調(diào)信息，dout的實(shí)部可用其內(nèi)積表示：

dIout(k)=I(k)I(k-1)+Q(k)Q(k-1)。

(12)

延遲差分解調(diào)方式實(shí)現(xiàn)原理框圖如圖4所示。

圖4　DBPSK信號解調(diào)實(shí)現(xiàn)原理

3.6　同步算法

由于收發(fā)時鐘頻率源的異步工作以及頻率的漂移、擴(kuò)頻序列的啟動時差、電波傳播的時延、多普勒頻偏、多徑效應(yīng)以及突發(fā)時間的不確定性等因素[7]，會造成擴(kuò)頻通信系統(tǒng)收發(fā)兩端的不同步。而突發(fā)模式的擴(kuò)頻通信中，往往為了抗偵收、抗截獲，突發(fā)時隙較短，要求系統(tǒng)快速、準(zhǔn)確地建立同步。傳統(tǒng)的鎖相環(huán)路同步方法不能滿足其同步時間要求。本系統(tǒng)采用同步頭方式，設(shè)計(jì)了一種開銷小、快速同步的算法，其實(shí)現(xiàn)原理框圖如圖5所示。下面介紹其詳細(xì)算法設(shè)計(jì)。

圖5　同步算法實(shí)現(xiàn)原理

3.6.1到達(dá)檢測

突發(fā)通信的信號到達(dá)檢測至關(guān)重要，決定著AGC能否正常起控以及后續(xù)的同步能否準(zhǔn)確建立。同時，由于信號在傳輸過程中不可避免地受到噪聲、干擾和頻偏等影響，導(dǎo)致相關(guān)峰幅度衰減、丟失或出現(xiàn)假的相關(guān)峰，信號到達(dá)檢測算法的設(shè)計(jì)必須充分考慮降低假同步、漏同步概率。目前熟知的檢測方法有3種[8-9]：滑動相關(guān)能量檢測(只適用于正信噪比條件)、序列相關(guān)檢測(同步頭開銷大)、相關(guān)峰檢測(并行檢測，耗費(fèi)資源)，本系統(tǒng)綜合考慮后采用相關(guān)峰檢測法，算法設(shè)計(jì)如下：

設(shè)計(jì)多個連續(xù)的時間窗，每個窗口的時間長度等于一個PN碼周期，如圖6所示(圖中以4個相關(guān)峰為例)。同時，在所有大的時間窗內(nèi)的相同位置處設(shè)置小的時間窗，窗口長度大于相關(guān)峰寬度(8個時鐘周期)，設(shè)為40。在小時間窗內(nèi)搜索最大值，如果所有時間窗內(nèi)最大值出現(xiàn)的位置均相同，也就是檢測到多個連續(xù)的相關(guān)峰，則判決信號到達(dá)。

圖6　相關(guān)峰檢測原理

實(shí)際通信過程中因多徑、多普勒頻偏、信道噪聲以及干擾等影響，相關(guān)峰可能丟失或出現(xiàn)隨機(jī)相位抖動。仿真分析發(fā)現(xiàn)，噪聲會導(dǎo)致相關(guān)峰隨機(jī)衰減，頻偏對每一個相關(guān)峰的衰減是一致的，但它是導(dǎo)致相關(guān)峰幅度嚴(yán)重衰減的因素，同時導(dǎo)致相關(guān)峰主瓣和旁瓣的比值大大減小。因此，該算法實(shí)現(xiàn)時需將相關(guān)峰個數(shù)門限適當(dāng)降低，相關(guān)峰發(fā)生一兩個點(diǎn)的漂移時也判決為最大值出現(xiàn)位置相同，以減小漏同步的概率。仿真1 000次，結(jié)果顯示信噪比不小于-9 dB、多普勒頻偏不大于25 kHz時該算法無漏檢。

3.6.2偽碼同步、位同步

系統(tǒng)設(shè)計(jì)一個數(shù)據(jù)符號轉(zhuǎn)換點(diǎn)對應(yīng)一個PN碼周期的轉(zhuǎn)換點(diǎn)，并且同步段、信息段和數(shù)據(jù)段所用PN碼長度相同，信號到達(dá)檢測的同時也實(shí)現(xiàn)了偽碼同步、位同步的粗同步。但由于每一個碼片內(nèi)有4個采樣點(diǎn)，粗同步時刻可能在相關(guān)峰最大值處提前幾個點(diǎn)或相關(guān)函數(shù)的旁瓣峰值處，偽碼同步、位同步的精確同步算法設(shè)計(jì)如下：粗同步時刻存儲相關(guān)函數(shù)值最大的一路所有大時間窗內(nèi)樣值，然后分別搜索每個時間窗內(nèi)的最大值時刻，出現(xiàn)峰值最多的時刻即為位同步時刻。

需要說明的是，本系統(tǒng)為短時突發(fā)通信系統(tǒng)，不適合采用復(fù)雜符號同步算法對符號時鐘進(jìn)行精確跟蹤，經(jīng)過上述同步處理后，符號誤差已在±1/8符號寬度內(nèi)，對后續(xù)符號判決基本沒影響。

3.6.3幀同步

幀同步的建立決定著信道譯碼的起始，是減少漏幀、錯幀的關(guān)鍵算法。系統(tǒng)設(shè)計(jì)在位同步碼后添加特別的識別器序列“0 0 0 1”作幀同步，識別器序列的選擇要求序列具有小的自相關(guān)旁瓣，與同步碼之間具有小的互相關(guān)。一旦獲得精確位同步即開始對后續(xù)接收信號進(jìn)行解調(diào)，在連續(xù)的解調(diào)序列中檢測到“0 0 0 1”序列時即獲得幀同步。幀同步檢測原理如圖7所示。

圖7　幀同步檢測原理

3.6.4載波同步

載波頻偏差一般來源于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間晶振的不匹配和無線移動信道多普勒效應(yīng)2個方面[10-11]。載波同步包括相偏估計(jì)、頻偏估計(jì)。對于載波相偏，相關(guān)函數(shù)I、Q兩路的平方和運(yùn)算可以消除固定相偏的影響，同時差分解調(diào)對固定相偏不敏感，故本系統(tǒng)只設(shè)計(jì)載波頻偏估計(jì)算法。

匹配濾波器的輸出相關(guān)函數(shù)具有如下特性：

R(t+Ts)=ej2πΔfTsR(t)。

(13)

利用相關(guān)函數(shù)的周期重復(fù)性，采用基于雙滑動窗口的方法進(jìn)行頻偏估計(jì)，原理如圖8所示。

圖8　頻譜估計(jì)算法原理

對于雙滑動窗口tA-tB=Ts，t時刻的相關(guān)值相位表示為：

2πΔf(t)Ts。

(14)

載波頻偏估計(jì)結(jié)果：

(15)

雙滑動窗口相關(guān)值相位φ(t)的變化范圍為[-π，π)，所以這種頻偏估計(jì)方法的頻率估計(jì)范圍：

(16)

由于噪聲的影響，式(16)計(jì)算得到的載波頻偏估計(jì)值總是在頻偏均值附近呈方差分布，為減少頻偏估計(jì)抖動，可對一段時間內(nèi)的頻偏估計(jì)結(jié)果做統(tǒng)計(jì)平均，統(tǒng)計(jì)時間越長，估計(jì)精度越高，同樣計(jì)算量也會增加。仿真結(jié)果顯示，信噪比不小于-9 dB、8個PN碼的統(tǒng)計(jì)平均結(jié)果就能較好地滿足系統(tǒng)性能要求。

3.6.5AGC算法

AGC算法設(shè)計(jì)的關(guān)鍵指標(biāo)是穩(wěn)定性和響應(yīng)速度[12]，穩(wěn)定性要求電壓抖動小，不易受脈沖干擾影響，響應(yīng)速度要求電路在盡量短的時間內(nèi)將輸入信號放大/衰減到正常范圍，并能跟蹤信號幅度的低頻變化。若采用普通的反饋AGC算法，無法滿足短時突發(fā)系統(tǒng)的響應(yīng)速度要求，且容易產(chǎn)生“尖峰”和“凹陷”。本系統(tǒng)采用如下AGC方案：若未檢測到信號時，設(shè)置固定增益；檢測到信號到達(dá)時，則進(jìn)入AGC起控流程，根據(jù)相關(guān)杉樹幅度進(jìn)行AGC控制，每一幀信號進(jìn)行一次AGC控制，幀內(nèi)信號的平穩(wěn)性主要由信道分機(jī)保證。

相關(guān)函數(shù)幅度與輸入信號幅度的平方成正比，假定在沒有衰減的情況下全部用于到達(dá)檢測的相關(guān)值幅度之和為y0，實(shí)際接收信號的相關(guān)值幅度之和為y，完成到達(dá)檢測后，AGC模塊根據(jù)下式的運(yùn)算結(jié)果控制衰減器：

(17)

式中，plusn為衰減器上一次衰減分貝值。

AGC算法實(shí)現(xiàn)原理框圖如圖9所示。

圖9　AGC實(shí)現(xiàn)原理

4　仿真分析

基于前文設(shè)計(jì)對系統(tǒng)解調(diào)性能進(jìn)行仿真分析，仿真結(jié)果如表1所示。其中，信息速率設(shè)為最大值200 kbps，多普勒頻偏分別設(shè)為10 kHz、31 kHz，到達(dá)檢測門限設(shè)定為8。

表1不同信噪比條件下的解調(diào)性能

信噪比/dB無頻偏10kHz31kHz31kHz[無頻偏糾正]無噪聲0000．25-80000．25-90000．25-10000．00020．2507

理論推導(dǎo)及算法仿真均表明，本系統(tǒng)算法設(shè)計(jì)可支持低信噪比(-9 dB)、大動態(tài)多普勒頻移(±31 kHz)條件下最高200 kbps信息傳輸速率。若采用預(yù)先糾正頻偏和3路并行復(fù)用同步檢測方法，可在不增加硬件資源占用的情況下進(jìn)一步提升系統(tǒng)抗多普勒頻移能力(最大±62 kHz)。

本文設(shè)計(jì)的相關(guān)峰同步檢測算法與傳統(tǒng)的序列監(jiān)測和滑動相關(guān)檢測算法相比，占用硬件資源相當(dāng)，但幀利用效率和同步捕獲時間都大大提升。如采用序列檢測算法或滑動相關(guān)算法，仿真表明在-9 dB信噪比要求下，71個PN碼長度才能具備較好的性能，而本文算法僅需16個PN碼，且這2種算法因幀長過長，AGC和頻偏還需額外增加跟蹤校正處理。

5　結(jié)束語

碼移鍵控?cái)U(kuò)頻通信技術(shù)具有抗干擾能力強(qiáng)、隱蔽性、保密性和傳輸速率高等諸多優(yōu)點(diǎn)，適合應(yīng)用于高速無人飛行器視距測控通信，但突發(fā)工作方式下的高傳輸效率、快速同步以及硬件資源消耗矛盾是技術(shù)難題。本文詳細(xì)描述了系統(tǒng)設(shè)計(jì)原理、各環(huán)節(jié)參數(shù)選擇方法，給出一種利用匹配相關(guān)實(shí)現(xiàn)解擴(kuò)解調(diào)、快速同步及AGC控制算法，并對算法進(jìn)行優(yōu)化，

滿足利用較少同步頭即實(shí)現(xiàn)快速同步的同時，大大減少了硬件資源占用。通過仿真分析，該算法具有良好的解調(diào)性能，滿足系統(tǒng)應(yīng)用需求。

系統(tǒng)已在AD+FPGA+DA全數(shù)字平臺實(shí)現(xiàn)，并應(yīng)用到某測控與信息傳輸系統(tǒng)中，試驗(yàn)測試表明這是一種可靠的高速擴(kuò)頻實(shí)現(xiàn)方案。

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