連建陽, 劉洪德， 張　燁，張全秀， 謝曄源

(1. 南京南瑞繼保電氣有限公司，江蘇 南京 211102；2. 石家莊軌道交通有限責(zé)任公司，河北 石家莊 050000)

0　引言

地鐵車輛各站間運(yùn)行時(shí)間一般為2～5 min，處于頻繁啟動(dòng)和制動(dòng)狀態(tài)，高速時(shí)采用再生制動(dòng)方式，只在低速時(shí)采用機(jī)械制動(dòng)。地鐵再生制動(dòng)產(chǎn)生的反饋能量一般為牽引能量的30%,甚至更多。因此近年來再生制動(dòng)能量的利用越來越引起人們的重視。處理車輛再生制動(dòng)產(chǎn)生的電能辦法主要有車輛自身消耗與反送電網(wǎng)2種，前者將電能提供給車上輔助用電設(shè)備，剩余的電能經(jīng)過損耗電阻消耗，而后者則將剩余的電能直接送回電網(wǎng)[1-5]。

國(guó)內(nèi)大部分地鐵線路的直流側(cè)電壓為1500 V，需要的能量回饋?zhàn)兞髌鞴β试?000～4000 kW。文獻(xiàn)[4，6]采用逆變器模塊并聯(lián)方案，選用3300 V的絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar t￣r￣a￣n￣s￣i￣s￣tor,IGBT)，簡(jiǎn)單描述了控制方法，沒有對(duì)并聯(lián)模塊環(huán)流產(chǎn)生的原因及環(huán)流抑制的策略進(jìn)行詳細(xì)分析。3300 V的IGBT開關(guān)損耗較大，導(dǎo)致能量回饋系統(tǒng)的整體效率較低。

文獻(xiàn)[7,10—18]對(duì)逆變器輸出電壓和線路阻抗進(jìn)行分析，認(rèn)為環(huán)流主要由并聯(lián)逆變器輸出電壓差異性造成；不均流除了受各并聯(lián)逆變器輸出電壓影響，還取決于各并聯(lián)逆變器輸出阻抗的參數(shù)差異性。該文獻(xiàn)主要是基于等效模型進(jìn)行，重點(diǎn)分析低頻環(huán)流的影響，對(duì)IGBT開關(guān)過程的高頻環(huán)流的影響分析較少。

文獻(xiàn)[8—9]針對(duì)并聯(lián)帶來的環(huán)流問題，建立了環(huán)流數(shù)學(xué)模型,分析了高頻環(huán)流和零序環(huán)流產(chǎn)生原因，并提出了一種重復(fù)控制策略來抑制環(huán)流。

文中采用模塊化串聯(lián)技術(shù)解決1500 V的直流供電系統(tǒng)1700 V IGBT器件耐壓不足問題，降低了設(shè)備的成本；采用模塊化并聯(lián)技術(shù)，解決了IGBT電流不足問題；串聯(lián)模塊間采用載波移相調(diào)制策略，有效減小了濾波器體積[9]。在文獻(xiàn)[7—8]環(huán)流分析的基礎(chǔ)上，文中重點(diǎn)分析了單個(gè)開關(guān)周期內(nèi)并聯(lián)模塊IGBT開通不同步導(dǎo)致高頻環(huán)流的原因，并采用一種簡(jiǎn)單的并聯(lián)模塊調(diào)制波信號(hào)同步技術(shù)，解決了模塊直接并聯(lián)高頻環(huán)流問題。通過每個(gè)并聯(lián)模塊電流獨(dú)立控制策略，可自適應(yīng)各并聯(lián)模塊的阻抗不一致，保證各并聯(lián)模塊的輸出電流基本一致，解決了并聯(lián)模塊低頻環(huán)流的問題。最后通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該控制策略。

1　模塊化地鐵再生制動(dòng)能量回饋系統(tǒng)主電路及環(huán)流分析

1.1　地鐵再生制動(dòng)能量回饋原理

地鐵機(jī)車供電系統(tǒng)如圖1所示，當(dāng)?shù)罔F機(jī)車進(jìn)入制動(dòng)工況，機(jī)車的動(dòng)能轉(zhuǎn)換為電能，向直流電網(wǎng)輸入電能，引起直流電壓升高。當(dāng)中壓能饋裝置檢測(cè)到直流電壓高于設(shè)定值時(shí)，中壓能饋裝置啟動(dòng)，將電能反送到交流電網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)地鐵再生制動(dòng)能量的回饋利用。當(dāng)檢測(cè)到交流電流小于設(shè)定值，中壓能饋裝置停止。

圖1　地鐵機(jī)車供電系統(tǒng)Fig.1　Subway power supply system diagram

1.2　模塊化地鐵再生制動(dòng)能量回饋拓?fù)?/h3>

模塊化地鐵再生制動(dòng)能量回饋系統(tǒng)(中壓能饋裝置)如圖2所示，由變壓器和雙向變流器組成。變流器由2組三相單元(P1，P2)串聯(lián)組成，每組三相單元由n個(gè)三相單元并聯(lián)組成(具體并聯(lián)數(shù)由系統(tǒng)容量決定)。每個(gè)單元交流側(cè)串有電感Li和快速熔斷器Fi。n個(gè)并聯(lián)單元共用一個(gè)直流母線，交流側(cè)共用一個(gè)濾波電容C。

圖2　中壓能饋系統(tǒng)主電路Fig.2　Medium pressure feed system main circuit

本拓?fù)洳捎媚K化并聯(lián)技術(shù)，解決了地鐵能饋大功率應(yīng)用場(chǎng)合單個(gè)IGBT器件電流不足問題。當(dāng)其中一個(gè)三相單元出現(xiàn)非IGBT故障時(shí)，可以閉鎖該單元，其他單元正常運(yùn)行。當(dāng)三相單元出現(xiàn)IGBT故障，無法通過閉鎖IGBT切斷故障電流時(shí)，快速熔斷器會(huì)動(dòng)作，切斷故障電流?；谏鲜霾呗?，實(shí)現(xiàn)了模塊級(jí)的冗余，提高了系統(tǒng)的可靠性。

本拓?fù)洳捎媚K化串聯(lián)技術(shù)解決1500 V直流供電系統(tǒng)1700 V IGBT器件耐壓不足問題，降低了設(shè)備成本。采用先并聯(lián)后串聯(lián)方案，可簡(jiǎn)化模塊均壓控制策略，降低系統(tǒng)復(fù)雜度，提高系統(tǒng)可靠性。

2　 系統(tǒng)控制策略

2.1　并聯(lián)模塊低頻頻環(huán)流分析

文獻(xiàn)[6] 將逆變器等效為電壓源，對(duì)并聯(lián)模塊低頻環(huán)流進(jìn)行了系統(tǒng)的分析，多逆變器并聯(lián)的數(shù)學(xué)模型如圖3所示。

圖3　多逆變器并聯(lián)的數(shù)學(xué)模型Fig.3　Mathematic model of multiple parallel inverters

逆變器輸出電流和電壓關(guān)系滿足：

(1)

式中：iskn為第n個(gè)并聯(lián)逆變器的k相相電流；ukn為第n個(gè)并聯(lián)逆變器的k相輸出端電壓；uk為并聯(lián)逆變器輸出公共端k點(diǎn)端電壓，其中k=a, b， c；Rln+jωLln為第n個(gè)逆變器輸出端至公共端的輸出線路的雜散阻抗參數(shù)；Rzn+jωLzn為第n個(gè)逆變器串聯(lián)的均流電抗器阻抗參數(shù)；ω為逆變器輸出電流的角頻率。低頻環(huán)流主要由并聯(lián)逆變器輸出電壓和阻抗的差異性引起的。

文獻(xiàn)[6]采用的均流電抗較小，忽略了該阻抗不一致所引起的環(huán)流。文中所用的電抗較大，主要是濾波和均流2個(gè)功能，阻抗差異的不均流不能忽略。文中后續(xù)的控制策略將詳細(xì)介紹該低頻環(huán)流的抑制措施。

2.2　并聯(lián)逆變器高頻頻環(huán)流分析

并聯(lián)逆變器的同相IGBT開通不同步是導(dǎo)致高頻環(huán)流的主要原因[7]。

文中以2個(gè)逆變器為例，詳細(xì)分析高頻環(huán)流的產(chǎn)生原因。圖4為2個(gè)逆變器的等效原理圖。當(dāng)S11和S22同時(shí)導(dǎo)通，2個(gè)逆變器就形成了一個(gè)環(huán)流回路如圖4紅色回路所示，其關(guān)系滿足:

(2)

式中：La1和La2分別為2個(gè)逆變器的濾波電感；ia為A相環(huán)流；udc為直流側(cè)電壓。

圖4　兩逆變器并聯(lián)高頻環(huán)流通路Fig.4　Inverter parallel high frequency circulation path

同相IGBT開通不同步的原因主要有2個(gè)：一是2個(gè)逆變器調(diào)制波的幅值或者相位不同；二是載波不同步。

以圖4的A相為例，假設(shè)第一個(gè)逆變器A相的調(diào)制波為uar1，第二個(gè)逆變器A相的調(diào)制波為uar2，載波峰值為Ur，采用雙極正弦脈沖寬度調(diào)制(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)調(diào)制方式。其中uar1和uar2滿足下式：

uar1=Ua1sin(ωt)

(3)

uar2=Ua2sin(ωt+δ)

(4)

(5)

(6)

式中：T為IGBT的開關(guān)周期；T1為S11的開通時(shí)間；T2為S21的開通時(shí)間。

假設(shè)載波的相位和幅值相同，S11和S22同時(shí)閉合的時(shí)間ΔT滿足下式：

(7)

上述分析逆變器調(diào)制波差異導(dǎo)致的同相IGBT開通的時(shí)間差，下面將分析載波相位不同步導(dǎo)致的同相IGBT開通時(shí)間差。以A相為例，其脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation,PWM)信號(hào)產(chǎn)生原理如圖5所示。

圖5　逆變器 PWM 脈沖信號(hào)生成Fig.5　PWM pulse generation block of inverter

載波的頻率遠(yuǎn)大于調(diào)制波，因此在2個(gè)載波周期內(nèi)，可假設(shè)調(diào)制波的幅值不變。當(dāng)載波的相位偏差180°，調(diào)制波的幅值為0的時(shí)候，S11和S22同時(shí)開通的時(shí)間最長(zhǎng)，為0.5T。當(dāng)調(diào)制波的幅值達(dá)到最大值時(shí)，S11和S22同時(shí)開通的時(shí)間最短，為(1-M)T。M為最大調(diào)制比，一般為0.85～0.95。

2.3　中壓能饋系統(tǒng)控制策略及其環(huán)流抑制性能分析

中壓能饋系統(tǒng)采用2組并聯(lián)單元獨(dú)立控制策略，除了SPWM調(diào)制波的移相角度不同之外，2組并聯(lián)單元控制策略完全相同，以第一組并聯(lián)單元P1為例，其控制策略如圖6所示。圖中Udc1為第一組并聯(lián)單元P1的直流電壓測(cè)量值；Udcset2為直流電壓控制指令；iai，ibi，ici為每個(gè)獨(dú)立三相單元的電流測(cè)量值(i=1,...,n)。n個(gè)并聯(lián)模組采用獨(dú)立電流內(nèi)環(huán)進(jìn)行控制，獨(dú)立電流內(nèi)環(huán)可以保證并聯(lián)模組間的均流。為了提高直流側(cè)電壓利用率，采用了三次諧波注入的調(diào)制方式。

圖6　控制策略框圖Fig.6　A block diagram of the control strategy

以2個(gè)逆變器并聯(lián)為例，忽略高頻成分，先假設(shè)2個(gè)逆變器的輸出電流相同為ia，逆變器輸出電壓和電流滿足下式：

ua1=ua+iaZ1

(8)

ua2=ua+iaZ2

(9)

式中：ua1為第1個(gè)并聯(lián)逆變器的 A相相電壓；ua2為第2個(gè)并聯(lián)逆變器的 B相相電壓；ua為網(wǎng)側(cè)A相相電壓；Z1為第1個(gè)并聯(lián)逆變器的A相總阻抗；Z2為第2個(gè)并聯(lián)逆變器的 A相總阻抗。為了便于分析，令：

iaZ1=k1ua

(10)

Z2=k2Z1

(11)

根據(jù)SPWM調(diào)制原理，把式(8—11)帶入式(7)，可得:

ΔT=k1|1-k2|MT

(12)

假設(shè)系統(tǒng)的開關(guān)頻率為3 kHz，濾波電感La為0.2 mH，電感值偏差k2為1.1(一般電感的要求)，額定電流600 A，交流電壓480 V，直流電壓800 V，線路的阻抗遠(yuǎn)小于濾波電感，忽略不計(jì)。同時(shí)假設(shè)載波信號(hào)同步，把相關(guān)參數(shù)帶入式(2)和式(12)計(jì)算可得：M為0.92，k1為0.096，T為333.3 μs，ΔT為2.94 μs，Δia為5.88 A。

通過上述計(jì)算可以發(fā)現(xiàn)在系統(tǒng)阻抗參數(shù)偏差10%，載波同步情況下，采用電流內(nèi)環(huán)獨(dú)立控制策略，并聯(lián)變流器的環(huán)流可以控制在1%以內(nèi)。

2.4　SPWM載波同步及載波移相調(diào)制策略

文中所述的模塊化地鐵再生制動(dòng)能量回饋系統(tǒng)采用總分的控制系統(tǒng)架構(gòu)，其架構(gòu)如圖7所示?？偪刂破魍瓿蓤D6所述的電壓外環(huán)控制策略，模塊控制器PkSMCi(k=1,2；i=1,2,…,n)完成電流內(nèi)環(huán)邏輯，并產(chǎn)生PWM信號(hào)控制IGBT。模塊控制器PkSMCi和主控器通過一對(duì)光纖進(jìn)行通信，采用標(biāo)準(zhǔn)的60044-8通信協(xié)議。

圖7　控制系統(tǒng)架構(gòu)Fig.7　Control system architecture

該控制系統(tǒng)架構(gòu)保證了各逆變器電氣上的相互獨(dú)立，有效地隔離了逆變器之間的電磁干擾。各模塊控制器相互獨(dú)立必然導(dǎo)致了各逆變器載波信號(hào)的不同步。

為了實(shí)現(xiàn)各逆變器載波信號(hào)的同步，主控制器和模塊控制器100 μs通信一次，在每一幀里面定義一個(gè)16位的同步字。每隔100 μs，對(duì)載波信號(hào)進(jìn)行一次同步。一只標(biāo)稱值10 MHz、誤差±20 ppm、溫度范圍-20～+70 ℃的晶振，在100 μs內(nèi)的累積最大偏差為ΔT為2 ns。以2.3節(jié)的系統(tǒng)參數(shù)為例，假設(shè)系統(tǒng)參數(shù)和調(diào)制波均相同，代入式(2)計(jì)算可得：Δia為4 mA。

采用載波移相調(diào)制策略，總電流輸出的開關(guān)紋波頻譜分布在并聯(lián)模塊開關(guān)紋波 2倍的頻帶內(nèi)，等效開關(guān)頻率得到2 倍提高[7]。在滿足諧波含量要求的條件下，濾波電感的尺寸和電感上的基波壓降明顯減小。2組并聯(lián)單元之間的載波信號(hào)延時(shí)T/2(T為載波周期)。2組并聯(lián)單元通過變壓器進(jìn)行隔離，不會(huì)存在環(huán)流問題。

3　試驗(yàn)

在完成2 MW兩模塊并聯(lián)地鐵再生制動(dòng)能量回饋樣機(jī)研制后，進(jìn)行了再生制動(dòng)能量回饋系統(tǒng)的功能測(cè)試。能饋系統(tǒng)設(shè)計(jì)參數(shù)和試驗(yàn)條件見表1。

表1　能饋系統(tǒng)設(shè)計(jì)參數(shù)和試驗(yàn)條件Tab. 1　System parameters and test conditions

圖8為模擬列車制動(dòng)時(shí)能饋裝置投入過程網(wǎng)側(cè)電流波形圖，列車制動(dòng)時(shí)能饋裝置可以迅速解鎖向交流電網(wǎng)回饋能量。圖 9為模擬列車啟動(dòng)時(shí)能饋裝置退出過程網(wǎng)側(cè)電流波形圖，列車制動(dòng)時(shí)能饋裝置可以迅速閉鎖進(jìn)入待機(jī)狀態(tài)。

圖8　能饋裝置投入過程網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.8　The network side current when the energy feedback device inputs

圖9　能饋裝置退出過程網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.9　 The network side current when the energy feedback device exits

圖10為能饋裝置滿功率回饋時(shí)其中2個(gè)并聯(lián)逆變器的A相的并網(wǎng)電流波形。兩模塊電流偏差小于1%，環(huán)流抑制效果好。

圖10　2個(gè)并聯(lián)逆變器的A相電流波形Fig.10　Phase A current waveform of two parallel inverters

圖11為能饋裝置滿功率回饋時(shí)其中2組串聯(lián)單元的直流電壓波形。直流電壓偏差小于1%，均壓效果好。

圖11　2組串聯(lián)單元的直流電壓波形Fig.11　DC voltage waveform of 2 series units

4　結(jié)語

針對(duì)1500 V的地鐵直流供電系統(tǒng)，文中采用了一種帶快速熔斷器的模塊化串并聯(lián)能饋拓?fù)?，采用低耐壓IGBT，降低了設(shè)備的成本。該拓?fù)淇蓪?shí)現(xiàn)模塊冗余功能，因而更為可靠。針對(duì)該拓?fù)洌闹性敿?xì)分析了并聯(lián)逆變器環(huán)流大小的影響因素，并做了定量的計(jì)算說明。文中采用每個(gè)逆變器獨(dú)立電流內(nèi)環(huán)和一組并聯(lián)逆變器共用一個(gè)直流電壓外環(huán)的控制策略，并采用載波移相調(diào)制策略。試驗(yàn)結(jié)果表明，文中所設(shè)計(jì)的基于多模塊串并聯(lián)的地鐵列車再生制動(dòng)能量回饋裝置可以實(shí)現(xiàn)交直流側(cè)直接并聯(lián)，且直流電壓偏差和交流電流偏差均小于1%，證明了上述分析的正確性。

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