吳子博,王鈺戈,田 昊,于生寶

0 引 言

揚聲器是將電信號轉換成為聲信號的裝置,傳統(tǒng)揚聲器由線圈、磁鐵和振膜等組成。由放大器輸出大小不等的電流(交流電),通過磁場的作用使線圈移動,線圈連接在振膜上帶動振膜振動,再由振膜的振動推動空氣,從而發(fā)出聲音。然而,由于每種振膜都有自身的諧振頻率,不可避免地使發(fā)出聲音的幅頻特性變差 音頻信號中頻率與振膜諧振頻率接近的成分最強,而那些遠離諧振頻率的成分將衰減。等離子揚聲器最大的特點就是克服了這一弊病,其工作原理是改變電弧放電時電弧中電流大小,從而改變電弧的截面直徑,即粗細程度[1]。粗細程度表現(xiàn)了空氣不同的膨脹程度,即等離子揚聲器通過改變電弧中電流大小,從而使空氣振動發(fā)聲。等離子揚聲器發(fā)出的聲音中沒有了力學失真和各種聲學共振,因此,具有其他類型揚聲器達不到的中頻和高頻段的聲重放質量[2]。這是因為等離子揚聲器相比于傳統(tǒng)揚聲器沒有振膜等振動系統(tǒng),只存在等離子區(qū)內的空氣容積振動。由于無諧振、共振等干擾,且具有良好的瞬態(tài)和高頻特性,所以具有更自然逼真的放音特效。

現(xiàn)階段等離子揚聲器應用于許多高端音響的高頻揚聲器單元,在家庭和音樂廳中也具有良好的應用前景。1899年,英國人Phizik William Duddell發(fā)明了等離子揚聲器,這種等離子揚聲器采用LC諧振電路調制電弧,電弧會產生些許音質變化,但無法產生音樂。2007年Acapella公司利用高壓電振蕩幅度調制產生電暈放電[3],但此辦法會產生大功率的輻射干擾,而且影響電極與電子管的使用壽命。在不久前,俄羅斯的Viger-audio產品通過了試驗并開始生產,該產品可在不同的使用條件下工作,并表現(xiàn)出了很高的可靠性。目前,在我國開關調制的主流辦法是ZVS(Zero Voltage Switch)[4-6]方法以及脈寬調制法[7,8]。筆者綜合考慮各公司產品性能,以及各產品所對應的原理,提出了基于PWM(Pulse-Width Modulation)的小功率電路,可更高效調節(jié)電弧脈沖,減小功率損耗,提高電極和電子管使用壽命的同時還獲得了更優(yōu)秀的音質。通過實驗驗證,該設計方案具有良好的性能優(yōu)勢以及產品化優(yōu)勢。

1 設計原理

1.1 脈寬調制控制模式

脈寬調制技術通過對逆變電路開關的通斷控制實現(xiàn)對模擬電路的控制。脈寬調制技術的輸出波形是一系列大小相等的脈沖,用于替代實際應用過程中所需的波形。以正弦波為例,脈寬調制使這一系列脈沖的等值電壓為正弦波,并且輸出脈沖盡量平滑且具有較少的低次諧波。根據不同的需求,可對各脈沖寬度進行相應調整,以改變輸出電壓或輸出頻率,進而達到對模擬電路的控制,其原理如圖1所示。

相比于用單片機輸出PWM波作為開關管的控制信號[9],目前主流等離子揚聲器采用TL494芯片作為PWM波發(fā)生器,其控制方式更簡單,輸出電流能力更強,其控制電路如圖2所示。

圖1 脈寬調制原理圖Fig.1 Pulse width modulation schematic diagram

圖2 PWM控制電路Fig.2 PWM control circuit

其中電位器R1和電容C1決定了輸出PWM波的頻率R調節(jié)未接入音頻信號前PWM的占2空比,接入音頻信號后,TL494死區(qū)電壓受音頻信號幅度的影響發(fā)生變化,從而使輸出PWM波的占空比不斷變化,即高低電平寬度發(fā)生變化,而當M1管電壓VGS＞VTN時,處于導通狀態(tài)。其中VGS為M1管柵極與源極間的電位差,VTN代表M1管的開啟電壓。由于M1管源極接地,即VS=0,故而滿足VG＞VTN即可。即柵極電壓大于開啟電壓時,M1管導通,否則M1管處于截止狀態(tài)?？梢?PWM波占空比會直接影響開關管M1導通和截止時間,進一步控制拉弧效應,使電弧的截面直徑發(fā)生變化,從而導致周圍空氣振動發(fā)聲。在PWM脈寬調制方案下,電源提供的功率較小,安全性較高,但其低功率會影響最后揚聲器輸出的音量?？衫脠鲂艽鍵GBT(Insulated Gate Bipolar Transistor),不僅減少成本,還可降低開關管熱效應。但由于其采用硬開關方式,開關損耗較大,電源效率較低,開關管發(fā)熱較為嚴重,同時TL494作為調制芯片會引入額外噪聲,并且直接用TL494輸出的PWM波驅動開關管時,其驅動能力接近飽和,容易使PWM波失真,從而影響音質。

圖3 ZVS控制電路Fig.3 ZVScontrol circuit

1.2 零電壓開關軟開關方式

PWM開關電源按硬開關模式工作,即開/關過程中電壓下降/上升和電流上升/下降波形有交疊,因而開關損耗大。高頻化雖可縮小體積重量,但增加了開關損耗。為此,必須研究開關電壓/電流波形不交疊技術,即所謂零電壓開關/零電流開關(ZCS:Zero Current Switch)技術,或稱軟開關技術。小功率軟開關電源效率可提高80%～85%。由于其極高的電源效率,大功率等離子揚聲器的制作大多采取該方案,使MOS(Metal-Oxide-Semiconductor)管以軟開關的方式工作[10],工作效率更高,能產生更粗更長的電弧,其原理如圖3所示。

電源電壓通過限流電阻直接加在兩個N溝道MOS管的柵極上,由于兩個電阻的微小差異和兩個MOS管結電容的微小差異,有一個MOS管先導通。假設上管先導通,則有

其中VGS1為M1管柵極與源極的電位差,VTN1為M1管的開啟電壓。此時電流流過電感經過上管接地,由于導通阻抗(開關管也不是理想的導體,有一定電阻)非常小,所以漏極電壓幾乎為0,即VD=0;此時,快恢復二極管(Fast diode)D3負極正好接在上管的漏極處,漏極的電壓近似為0,所以二極管正偏導通;負極所接處是下管的柵極,下管柵極結電容電流全部流到地,柵極電壓迅速降為0。當M2管柵極與源極的電位差小于開啟電壓時,M2管由開始的半開通變?yōu)榻刂?即

其中VGS2為M2管柵極與源極的電位差,VTN2為M2管的開啟電壓。與初級線圈并聯(lián)的電容起諧振作用,電路剛上電時便對其進行充電,上管漏極電壓降到0的過程中,電容放電,對電感充電(指初級繞組,此處可等效為電感)。由于電感的續(xù)流作用,電感對電容的另一端充電,電容另一端又對電感放電。本來振蕩應持續(xù)下去,但在電容另一端完全放電后,原上管的電壓是0,但又被電感充電后,下管柵極恢復了供電,下管導通。反觀下管漏極,電壓近似降到0,另一個快恢復二極管導通,將原導通的上管柵極電壓拉低,上管截止。這就完成了一次振蕩周期。

ZVS的振蕩頻率由變壓器初級電感和跨接在初級兩端的電容決定

其中f為頻率,單位Hz;L為初級電感值,單位H;C為諧振電容值,單位F。

零電壓開關是軟開關,開關損耗小,有利于提高電路工作效率。整個電路不使用有源器件,因而不引入溫度漂移、時間漂移等干擾。但其電流大,功率高,導致IGBT發(fā)熱嚴重,若想使電路長時間穩(wěn)定工作,則需加入額外的冷卻裝置,這不僅增大了整個產品的體積,還提高了產品的成本;大電流導致其擊穿空氣電弧強度高,輻射功率強,對周圍電子產品產生嚴重影響;從安全角度講,由于該ZVS電路輸入功率高,故使用時的安全性較差。

2 基于PWM脈寬調制的軟開關設計

筆者從功率、安全性和效率等角度出發(fā),在PWM脈寬調制方案上做出改進,其原理如圖4所示。

圖4 電路設計Fig.4 Circuit design

該設計主要對驅動電路和開關電路進行改進。一個好的MOS管驅動電路有以下要求:

1)開關管開通瞬時,驅動電路應能提供足夠大的充電電流,使MOSFET柵源極間電壓迅速上升到所需值,保證開關管能快速開通且不存在上升沿的高頻振蕩;

2)開關導通期間,驅動電路能保證MOSFET柵源極間電壓保持穩(wěn)定且可靠導通;

3)關斷瞬間,驅動電路能提供一個盡可能低阻抗的通路供MOSFET柵源極間電容電壓的快速泄放,保證開關管能快速關斷;

4)驅動電路結構簡單可靠,損耗小;

5)根據實際情況施加隔離。

綜合考慮以上各點,實際選用IR2110芯片構建MOS管驅動電路。

美國IR公司生產的IR2110驅動器兼有光耦隔離體積小和電磁隔離速度快的優(yōu)點;工作頻率高達500 kHz;開通、關斷延遲小,分別為120 ns和94 ns;供電電壓范圍寬,3.3 V～20 V均可供電,不需為其做額外的電平轉換;芯片內部的圖騰柱輸出峰值電流為2 A,完全可將MOS管導通。

圖騰柱驅動電路實際上是一個N溝道三極管和一個P溝道三極管構成的電流放大電路,這種驅動電路作用在于提升輸出電流能力,迅速完成對柵極輸入電容的充電過程。這種拓撲結構增加了導通所需時間,但是減少了關斷時間,開關管能快速開通且避免上升沿的高頻振蕩。同時該結構外圍電路十分簡單,有利于降低損耗和減小產品體積。

由N溝道MOS管(M2)和P溝道MOS管(M1)共同構成半橋電路,在增大電源效率的同時也減小了開關管的熱效應,增強了電路的穩(wěn)定性。其中二極管D1和電阻R1加速放電過程,從而避免共振,電容C1與C2起抗干擾作用,增強了電路的抗干擾能力。電路工作原理如下。

當IR2110輸出的PWM波為低電平時,M2管處于截止狀態(tài),即

而M1管柵極電壓與其源極電壓相同,均為電源電壓,故有

而M1管屬于P溝道增強型MOS管,故此時M1管處于導通狀態(tài),初級線圈兩端出現(xiàn)壓差,次級線圈兩端產生高壓將空氣擊穿產生電弧。

當輸出的PWM波為高電平時,M2管柵極電壓為高電平,源極電壓為低電平,故有

M2管處于導通狀態(tài)。M2管導通后,相當于初級線圈兩端短接,電位差幾乎為0,故而次級線圈兩端電壓小,無法產生電弧。這是半橋工作的一個周期。

筆者提出的方案,將PWM單管推挽方案改為軟開關方式,減小了開關損耗,提高了電源效率,增強了電路的穩(wěn)定性和抗干擾能力,同時降低了拉弧后輸出PWM波的失真度,提高了音質。相比于ZVS開關方案,降低了功率,提高了電路的安全性,縮小了電路體積同時降低了所需成本,減小了開關管工作時的熱效應,同時也提高了電路的穩(wěn)定性和抗干擾能力。

綜上所述,與之前兩種方案相比,筆者提出的基于PWM的軟開關半橋推挽控制方式,從功率、效率、保真度和發(fā)聲性能方面更具優(yōu)勢,同時從產品化的角度考慮,此方式成本低,結構簡單,安全性高,穩(wěn)定性好,因此具有很大的發(fā)展?jié)摿Α?/p>

3 實際測試結果分析

3.1 電路功率及效率測試

在放電尖端間距相同的情況下,分別測量3種方案的電源輸出電壓、電流以及開關管的表面溫度。測試中使用型號為GPS-3303C的電源,可直接顯示輸出電壓與電流。分別讀取等離子揚聲器正常工作時電源的輸出電壓與電流,正常工作1 min后再用型號為GDM-8261A數字萬用表分別測量開關管表面溫度,測試結果如表1所示。

表1 實際測試數據Tab.1 Actual test data

在ZVS開關方案中,開關管選擇IRF260;在PWM單管方案中,開關管選擇IRF540;在筆者的方案中,開關管選擇IRF540和IRF9540,實際測試IRF540和IRF9540表面溫度分別為58℃和50℃。

由于對實際功率進行檢測十分困難[11],故用電源功率對實際功率進行度量

在ZVS開關方案下,電源功率高達60 W,開關管表面溫度很高,不利于電路的安全性和穩(wěn)定性,需外加散熱或冷卻裝置,使成本大幅提高,不利于產品化;電弧長度雖為1.5 cm,但其截面積明顯增大。對比PWM單管方案與筆者方案可見,筆者方案在電弧長度相同的情況下功率僅有12 W,遠小于PWM單管方案下的36 W,減小了開關損耗,提高了電路效率,開關管表面溫度也大幅度降低,電路的穩(wěn)定性更強,安全性更高?？梢?采用筆者提出的半橋電路PWM軟開關控制方式明顯改進了電路的各項性能指標。

3.2 失真度測試

ZVS開關方案。電路正常工作時,驅動開關管開斷的波形如圖5所示,相比于正常PWM波出現(xiàn)了極為明顯的失真。由于波形的上升和下降沿并不陡峭,會導致開關管開通和截止時間發(fā)生變化。

筆者的PWM軟開關半橋推挽方案。在調至諧振頻率,未接高壓包的前級電路正常工作時,控制開關管的PWM波的波形如圖6所示。由圖6可見,未接高壓包前,IR2110輸出了一個頻率為145.7 KHz的矩形波,用于控制開關管的通斷。

在接入高壓后波形出現(xiàn)失真,且在上升沿處出現(xiàn)了明顯的尖脈沖,使揚聲器發(fā)出的聲音混有些許尖銳噪音,而波形上升沿和下降沿依舊陡峭,即使高電平出現(xiàn)些許波動,也不會影響開關管的導通和截止時間。

前級電路接入高壓包產生電弧后,驅動開關管的PWM波的波形如圖7所示。由圖7可見,上述測試結果所用儀器為:GDS-2202A示波器;GPS-3303C電源;GDM-8261A數字萬用表。

圖5 ZVS實測波形圖Fig.5 ZVSmeasured waveform diagram

圖6 PWM實測波形圖Fig.6 PWM measured waveform diagram

圖7 改進設計實測波形圖Fig.7 Proposed design measured waveform diagram

4 結 語

筆者針對傳統(tǒng)等離子揚聲器功率過高、發(fā)熱嚴重的問題,提出了基于PWM的軟開關等離子揚聲器的設計方案。該方案首先在結構上采用PWM,同時結合ZVS開關技術,在開關電路處采用半橋推挽結構,將傳統(tǒng)的硬開關模式改進為軟開關模式,降低了功率,提高了效率,解決了開關管過熱的問題,提高了整體電路的穩(wěn)定性和安全性。采用IR2110作為驅動芯片,解決了脈寬調制中遇到的驅動能力不足的問題,降低了控制開關管通斷波形的失真度,間接提高了音質。筆者通過實際波形檢測和3種方案下的功率、效率的對比,證實了筆者方案在產品化方面的優(yōu)勢。下一步研究可在消除量化噪聲方面做出改進,解決紋波干擾,使音質得到進一步提高。

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