段卓琳， 范 濤， 張 棟， 溫旭輝

(1. 中國科學(xué)院電工研究所， 北京 100190; 2. 中國科學(xué)院大學(xué)， 北京 100049; 3. 中國科學(xué)院電力電子與電力傳動重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 北京 100190; 4. 北京電動車輛協(xié)同創(chuàng)新中心， 北京 100190)

1 引言

電力電子器件是電力電子裝置的重要基礎(chǔ)。Si 功率器件經(jīng)過五十多年的長足發(fā)展，其性能已趨近理論極限，難以再大幅度提升[1]。近年來，以SiC 為代表的寬禁帶半導(dǎo)體技術(shù)發(fā)展迅速。與 Si 器件相比，SiC器件具有阻斷電壓高、通態(tài)電阻低、開關(guān)損耗小且能耐高溫工作的特點(diǎn)，能夠大幅降低裝置的功耗、縮小裝置的體積，特別在高溫、高頻和大功率的應(yīng)用領(lǐng)域，顯示出 Si器件難以比擬的巨大應(yīng)用優(yōu)勢和潛力，因此在三相逆變器系統(tǒng)中具有良好的應(yīng)用前景[2]。

在三相逆變器系統(tǒng)中，功率開關(guān)器件的快速開通、關(guān)斷使得電壓和電流在短時間內(nèi)發(fā)生瞬變，產(chǎn)生高的 du/dt和di/dt，形成很強(qiáng)的電磁干擾(ElectroMagnetic Interference , EMI)，對系統(tǒng)的安全性和可靠性造成威脅。對于全SiC逆變器，更快的開關(guān)速度，更高的開關(guān)頻率，導(dǎo)致了更強(qiáng)的EMI。在設(shè)計階段對逆變器的電磁干擾進(jìn)行預(yù)測，可以節(jié)約成本，縮短設(shè)計周期[3]。通常，系統(tǒng)的EMI預(yù)測方法可以分為頻域法和時域法兩種。頻域法通過建立系統(tǒng)的EMI等效模型進(jìn)行噪聲預(yù)測[4]，可以快速得到系統(tǒng)的噪聲頻譜分布，但模型的電路意義不夠直觀。時域方法簡單直接[5,6]，但對計算機(jī)性能的要求較高。隨著計算機(jī)性能的提高，時域仿真方法在預(yù)測EMI方面得到了越來越多的應(yīng)用。

本文所要分析的全SiC三相逆變器及其測試裝置的結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。直流電源連接線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(line impedance stabilization network，LISN)后，連接逆變器，再連接三相電感負(fù)載。其中逆變器所采用的開關(guān)模塊是Cree公司型號為CAS300M12BM2的300A/1200V的SiC MOSFET開關(guān)模塊。

圖1 測試裝置結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Diagram of test equipments

本文首先建立了系統(tǒng)干擾源及各個部件的模型，再通過時域仿真加快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform, FFT)的方法，對電源端口處的干擾頻譜進(jìn)行了預(yù)測，并與接收機(jī)實(shí)測結(jié)果進(jìn)行了對比，驗(yàn)證了模型的正確性。

2 時域仿真建模方法

2.1 開關(guān)管建模及驗(yàn)證

本文采用Spice語言建立了開關(guān)管的行為模型，其結(jié)構(gòu)如圖2所示，主要包含靜態(tài)模型、極間電容模型以及模塊雜散電感等。

圖2 開關(guān)管行為模型結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Behavior model of switching transistor

圖2中，Rd、Rs分別為漏、源極電阻，Ld、Ls分別為漏、源極雜散電感，Rg為內(nèi)部柵極電阻，Cgs、Cgd、Cds為極間電容。MOSFET的靜態(tài)特性采用Shichman-Hodges模型[7]，漏極電流Id根據(jù)截止區(qū)(VgsVgs-Vth) 可以寫為：

(1)

式中，Vth為器件的閾值電壓；Kp為與傳輸導(dǎo)納相關(guān)的參數(shù)；λ為溝道長度調(diào)制系數(shù)；這些參數(shù)可以通過數(shù)據(jù)手冊中的靜態(tài)特性曲線抽取得到[8]。靜態(tài)特性曲線仿真結(jié)果與數(shù)據(jù)手冊的對比如圖3所示。可以看出，靜態(tài)特性曲線仿真結(jié)果與數(shù)據(jù)手冊結(jié)果具有良好的一致性。

圖3 靜態(tài)特性仿真結(jié)果與數(shù)據(jù)手冊對比Fig.3 Comparison of simulated and datasheet static characteristics

為了準(zhǔn)確反映開關(guān)過程，以下對極間電容進(jìn)行建模。柵源極間電容Cgs幾乎不隨電壓變化[9,10]，可根據(jù)式(2)計算得到。

(2)

式中，Q1為柵荷特性曲線第一階段的電荷量；Vgs(m)為密勒平臺電壓。柵漏極電容Cgd隨柵漏極電壓Vgd變化明顯，當(dāng)Vgd>0時，器件導(dǎo)通，Cgd是氧化層電容，為最大值；當(dāng)Vgd<0時，器件關(guān)斷，Cgd為最小值。采用式(3)的經(jīng)驗(yàn)公式對Cgd進(jìn)行建模：

(3)

式中，Cgdmax、Cgdmin分別為Cgd的最大值和最小值，可通過LCR表測量得到；Ugd(th)決定了Cgd電容曲線的轉(zhuǎn)折電壓點(diǎn)，可通過曲線擬合得到；ΔUgd決定了電容特性曲線最大值與最小值之間的寬度，其值可通過擬合數(shù)據(jù)手冊的Cgd曲線得到。輸出電容采用Spice軟件自帶的模型，其表達(dá)式可以寫為：

(4)

式中，Vj為自建勢壘電壓；Cjo為電壓為零時輸出電容的最大值；m為結(jié)的梯度系數(shù)，其值取決于PN結(jié)兩側(cè)的摻雜情況。

最終，極間電容仿真值與數(shù)據(jù)手冊值的對比結(jié)果如圖4所示。由圖4可知，在大部分工作范圍內(nèi)，極間電容仿真值與數(shù)據(jù)手冊值對應(yīng)效果良好。

圖4 極間電容仿真值與數(shù)據(jù)手冊值對比Fig.4 Comparison of simulated and datasheet interelectrode capacitances

2.2 無源器件及雜散參數(shù)建模及驗(yàn)證

(1)負(fù)載電感建模

逆變器的負(fù)載為三個150μH“Y”型連接的電感，采用安捷倫Agilent E4990A阻抗分析儀對負(fù)載的差、共模阻抗進(jìn)行了測量。差模測量是測量兩根線纜短接后與另一根線纜端口處的阻抗，共模測量是測量三根線纜短接后與公共地端口的阻抗[11]。圖5(a)為差模阻抗實(shí)測值與仿真值的對比?？梢钥闯?，在所測頻段 (50Hz～30MHz)內(nèi)，差模阻抗有一個波峰，因此采用并聯(lián)二階RLC電路進(jìn)行擬合，等效電路模型如圖5(b)所示。

圖5 差模阻抗實(shí)測值與仿真值對比及等效電路模型Fig.5 Comparison of measured and simulated DM impedances and equivalent model

圖5中，RD、LD、CD分別為差模等效電路中的電阻、電感、電容。電感值LD可以根據(jù)低頻段阻抗計算得到，電容值CD可以根據(jù)如式(5)所示的諧振頻率值計算得到：

(5)

根據(jù)圖5(b)中的等效電路可以得到差模阻抗的表達(dá)式，如式(6)所示：

(6)

式中，ω=2πf。再根據(jù)式(5)，則并聯(lián)諧振峰值點(diǎn)處的差模阻抗值為：

Zpeak=RD

(7)

由式(7)即可計算得到RD的值。

圖6 (a)為共模阻抗實(shí)測曲線與仿真曲線的對比?？梢钥闯觯谒鶞y頻段 (10kHz～30MHz)內(nèi)，共模阻抗有一個波谷，因此采用串聯(lián)二階RLC電路擬合，等效電路如圖6 (b)所示。其中，RC、LC、CC分別為共模等效電路中的電阻、電感、電容，電容CC可以根據(jù)低頻段阻抗值計算得到，電感值LC可根據(jù)式(5)由諧振頻率值計算得到。

圖6 共模阻抗實(shí)測值與仿真值對比及等效電路模型Fig.6 Comparison of measured and simulated CM impedances and equivalent model

根據(jù)差共模等效電路模型，可以得到三相等效電路模型，如圖7所示。

圖7 三相等效電路模型Fig.7 Three phase equivalent circuit model

圖7中，L1、M1、C1、Cg1、R1分別為三相等效電路的電感、互感、電容、電阻。三相等效電路參數(shù)值與差共模電路參數(shù)值的關(guān)系如式(8)所示：

(8)

根據(jù)式(8)，建立并擬合差共模阻抗后，可以計算得到負(fù)載等效電路模型中的各個參數(shù)值，如表1所示。

表1 負(fù)載等效電路模型中的參數(shù)值Tab.1 Parameters in load equivalent circuits

最終由圖5(a)、圖6(a)中差、共模阻抗仿真值與實(shí)測值的對比可以看出，在所測頻率范圍內(nèi)，仿真值與實(shí)測值對應(yīng)效果良好。

(2)電容器建模

電容器采用廈門法拉電子公司的塑料薄膜電容器，使用阻抗分析儀測量了電容器的阻抗，其等效電路如圖8 (a)所示，仿真值與實(shí)測值的對比如圖8 (b)所示。由圖8 (b)可知，在10kHz～30MHz的頻率范圍內(nèi)電容器阻抗仿真值與實(shí)測值對應(yīng)效果良好。

圖8 薄膜電容器實(shí)測值與仿真值對比及等效電路模型Fig.8 Comparison of measured and simulated film capacitor and equivalent model

(3)LISN及其連接線纜建模

LISN采用Schwarzbeck 的NNLK 8130，其模型可以通過數(shù)據(jù)手冊得到，連接線纜模型可通過阻抗分析儀測試得到。圖9(a)為LISN及其連接線纜的等效電路，圖9(b)為仿真值與實(shí)測值的對比?？梢钥闯?，在10kHz～30MHz范圍內(nèi)，LISN及其連接線纜的阻抗仿真值與實(shí)測值對應(yīng)效果良好。

圖9 LISN及其連接線纜實(shí)測值與仿真值對比及等效電路模型Fig.9 Comparison of measured and simulated LISN and its connected cables and equivalent model

(4)母排雜散電感抽取

圖10為母排結(jié)構(gòu)圖。其上下層均為銅排，中間為聚對苯二甲酸乙二醇酯(PET)膜。由于磁路耦合、趨膚效應(yīng)以及鄰近效應(yīng)，母排雜散參數(shù)復(fù)雜，不能直接計算得到。本文采用有限元工具Ansys Q3D軟件抽取母排雜散電感參數(shù)。該軟件基于矩量法，得到部分元件等效電路的雜散參數(shù)，直接以子電路的形式參與電路仿真[12]。

圖10 母排結(jié)構(gòu)圖Fig.10 Busbar structure

表2為抽取所得到的母排雜散電感參數(shù)值。其中，1P、2P、3P為三相的正端子，1N、2N、3N為三相的負(fù)端子。

表2 抽取所得到的母排雜散電感參數(shù)值Tab.2 Extracted parasitic inductances of the busbar

(5)對地雜散電容測量

由于器件的輸出電容相比對地雜散電容要大得多，故不能測量得到模塊各端子對地的雜散電容。為此，將半橋模塊三個端子連接在一起，測試模塊各端子總的對地電容，如圖11所示。

圖11 模塊對地雜散電容測試方法Fig.11 Test method for switching module to ground stray capacitances

得到開關(guān)管對地雜散電容值后，再均分為二，作為半橋模塊中每個器件的漏極對地雜散電容。

3 時域仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果對比

測試裝置的實(shí)驗(yàn)布置圖如圖12所示。其中，LISN采用Schwarzbeck 的NNLK 8130，電流探頭采用A.H.公司的BCP-620(帶寬為10kHz～500MHz)。接收機(jī)采用Rohde&Schwarzbeck ESL3，其頻率測量范圍為9kHz～3GHz，連接10dB衰減器。

圖12 測試裝置實(shí)驗(yàn)布置圖Fig.12 Experimental layout of test equipment

實(shí)驗(yàn)采用SVPWM調(diào)制策略，開環(huán)控制方式，直流母線電壓為100V，在程序中設(shè)置基波頻率及調(diào)制比，此時測得的電流峰值為65A，開關(guān)頻率設(shè)置為7.5kHz，系統(tǒng)運(yùn)行條件如表3所示。

表3 系統(tǒng)運(yùn)行條件Tab.3 System operating conditions

當(dāng)直流母線電壓升高時，干擾增強(qiáng)。負(fù)載電感減小，相同電壓下電流增大，干擾增強(qiáng)。當(dāng)開關(guān)頻率提高時，干擾增強(qiáng)。

在LISN與逆變器連接側(cè)通過電流探頭測試差共模電流噪聲。共模電流的測量方式如圖13(a)所示，正負(fù)線同時穿過電流探頭，差模電流方向相反，彼此抵消，共模電流方向相同，測量結(jié)果為2iCM。差模噪聲的測量方式如圖13(b)所示，正負(fù)線中一根直接穿過探頭，另一根繞制后再穿過探頭，共模電流方向相反，彼此抵消，差模電流方向相同，測量結(jié)果為2iDM[13]。

圖13 電流探頭噪聲測量方式Fig.13 Noise measurement methods by current probe

根據(jù)本文的建模方法，建立時域仿真電路，采用電路仿真軟件LTspice進(jìn)行仿真。得到LISN側(cè)差、共模干擾電流后，通過FFT即可得到其頻譜。

為了將仿真結(jié)果與實(shí)驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行對比，采用接收機(jī)模擬算法對仿真結(jié)果進(jìn)行了處理，EMI接收機(jī)的工作流程如圖14所示。

圖14 EMI接收機(jī)工作流程圖Fig.14 Workflow chart of EMI receiver

頻率預(yù)選設(shè)置為10kHz～30MHz，經(jīng)過混頻處理，再經(jīng)6dB帶寬為9kHz的中頻濾波器濾波。中頻濾波器采用高斯近似濾波器，它是一種根據(jù)近似高斯函數(shù)的形狀來選擇權(quán)值的線性平滑的濾波器，中頻濾波器的幅值可以寫為[14]：

|GIF(f,fIF)|=e-(f-fIF)2/c2

(9)

圖15 仿真接收機(jī)與實(shí)測接收機(jī)差共模頻譜對比Fig.15 Comparison of simulated and measured DM and CM noises

4 結(jié)論

本文以全SiC電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)的逆變器為研究對象，建立了其各部件的傳導(dǎo)干擾模型，采用仿真軟件對差共模傳導(dǎo)干擾進(jìn)行了預(yù)測，并與實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果進(jìn)行了對比。

(1)對MOSFET及其反并聯(lián)二極管進(jìn)行了行為特性建模，靜態(tài)特性及動態(tài)特性與數(shù)據(jù)手冊結(jié)果對應(yīng)良好。

(2)采用阻抗分析儀測試了負(fù)載電感、電容器、LISN及連接線纜的阻抗，采用諧振單元法擬合得到了負(fù)載電感阻抗的等效模型，建立了電容器，LISN及連接線纜的仿真模型，采用有限元軟件提取了母排雜散電感參數(shù)，傳播路徑阻抗的建模結(jié)果與實(shí)測結(jié)果較為一致。

(3)仿真EMI噪聲與實(shí)測結(jié)果的對比表明，在10kHz～30MHz的頻率范圍內(nèi)，誤差在6dB范圍內(nèi)。

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