石 榮，杜 宇，胡 蘇

(1.電子信息控制重點實驗室，四川 成都 610036； 2.電子科技大學(xué) 通信抗干擾國家重點實驗室，四川 成都 611731)

0 引言

變換域通信是認(rèn)知無線電的一種具體實現(xiàn)方式[1-2]，它通過頻譜感知和頻譜判決來實現(xiàn)對空閑頻譜的利用與干擾信號的躲避[3-4]，使得變換域通信系統(tǒng)(Transform Domain Communication System，TDCS)在軍民兩方面都展現(xiàn)出極大的應(yīng)用潛力[5-6]。顯然對TDCS實施信號偵察是通信對抗面臨的重大挑戰(zhàn)之一，對該類信號進(jìn)行有效截獲、準(zhǔn)確的參數(shù)估計和傳輸碼流的非合作信息提取，都是后續(xù)戰(zhàn)場電磁態(tài)勢感知、新體制目標(biāo)用頻特性分析、目標(biāo)類型識別和電子干擾引導(dǎo)的基本前提[7-9]。

針對這一新的通信偵察應(yīng)用需求，本文首先對TDCS信號模型進(jìn)行了簡要概述，歸納整理出變換域通信信號的參數(shù)描述集。并針對該集合中的主要參數(shù)，討論了其估計方法及相關(guān)的技術(shù)實現(xiàn)途徑。在此基礎(chǔ)上，利用TDCS采用圓周移位鍵控對信號進(jìn)行調(diào)制的特點，通過相鄰符號差分處理的方式實現(xiàn)了變換域通信信號時域分段個數(shù)的參數(shù)估計，以及信號的差分解調(diào)，這樣不僅化解了偵察接收過程中信道估計的難題，而且也簡化了非合作解調(diào)處理流程，降低了對先驗信息的依賴。最后通過仿真驗證了該方法的合理性與有效性，這對于針對TDCS的偵察處理應(yīng)用提供了重要參考，詳細(xì)闡述如下。

1 變換域通信信號模型

TDCS在頻譜感知與頻域門限判決之后將整個頻譜帶寬FBW分成N個子載波頻段，如果某個子載波頻段未被占用則標(biāo)記為1，反之則標(biāo)記為0，從而得到頻譜效用序列A={A0,A1,…,AN-1}，Ai∈{0,1}，i∈{0,1,…,N-1}。TDCS收發(fā)兩端根據(jù)事先約定的規(guī)則以相同的隨機(jī)相位映射器產(chǎn)生偽隨機(jī)多相序列P={ejm0,ejm1,…,ejmN-1}，mi∈[0,2π)是服從均勻分布的隨機(jī)數(shù)，從而可得TDCS的基本調(diào)制波形的頻域表達(dá)式B={B0,B1,…,BN-1}如下：

Bk=λAkejmk，k∈{0,…,N-1},

(1)

(2)

在此基礎(chǔ)上對時域信號進(jìn)行采樣率變換，從而得到一個由M個分段構(gòu)成的新的時域波形c={c0,c1,…,cM-1}，通常M≤N。TDCS主要采用圓周移位鍵控(Cyclic Code Shift Keying，CCSK)調(diào)制方式，即將基本調(diào)制波形c進(jìn)行圓周移位L次可得到：〈c〉L={bL,bL+1,…,bM-1,b0,…,bL-1}，并將其作為一個獨立符號從發(fā)射端傳輸至接收端，接收端通過時域相關(guān)處理來解調(diào)出該波形所代表的具體符號，所以TDCS中一個符號所傳輸?shù)谋忍財?shù)為lb(M)。

根據(jù)傅里葉變換的性質(zhì)，時域圓周位移對應(yīng)著頻域線性相位偏移，所以TDCS所傳輸?shù)囊粋€時域符號XL={xL,0,xL,1,…,xL,N-1}也可表示為：

(3)

在工程實現(xiàn)中為了消除多徑傳輸所帶來的頻率選擇性衰落的影響，參照正交頻分復(fù)用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)處理流程，發(fā)射端在每一個時域符號前面增加一個循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，CP)，而在接收端進(jìn)行符號同步與去除CP，以及信道估計與補(bǔ)償之后，與時域基本調(diào)制波形進(jìn)行圓周循環(huán)相關(guān)，得到最大相關(guān)峰所在位置處對應(yīng)的圓周移位值L，即是發(fā)射端傳輸?shù)姆栔怠Ｍ?，時域圓周循環(huán)相關(guān)運算等價于頻域相乘運算，所以接收端的解調(diào)處理也可通過傅里葉變換與逆變換來快速完成。

由上述信號模型可見，一個典型的變換域通信信號可由如下特征參數(shù)進(jìn)行表征：

① 信號的最高端頻率Fup，信號的最低端頻率Flow，以及信號所占有的整個頻譜帶寬FBW；

② 時域符號的時長Ts與循環(huán)前綴的時長TCP；

③ 所使用的子載波的個數(shù)N；

④ 當(dāng)前正在使用的頻譜效用序列A；

⑤ CCSK調(diào)制符號的時域分段個數(shù)M,并由該參數(shù)可以計算出傳輸?shù)男畔⒈忍芈蔙b=lb(M)/(Ts+TCP)；

⑥ 收發(fā)雙方所使用的偽隨機(jī)多相序列P。

在上述特征參數(shù)中實際上也隱含表達(dá)了載波頻率FC的相關(guān)信息，對于TDCS來講，其載波頻率也可采用FC=(Fup+Flow)/2來整體性描述。針對TDCS目標(biāo)對象，通信偵察的主要任務(wù)就是在非合作條件下對上述信號參數(shù)進(jìn)行估計，并在此基礎(chǔ)上進(jìn)行發(fā)送序列信息的提取，從而為目標(biāo)用頻特性分析、目標(biāo)類型識別、傳輸信息獲取與干擾引導(dǎo)奠定基礎(chǔ)。

2 信號基本特征參數(shù)的估計

在TDCS信號特征參數(shù)集中頻譜帶寬FBW、符號時長Ts、循環(huán)前綴時長TCP、子載波個數(shù)N、頻譜效用序列A主要用于規(guī)范信號波形的時頻域占用范圍，稱之為基本特征參數(shù)，其估計方法如下。

2.1 信號頻譜帶寬的估計

變換域通信是認(rèn)知無線電的一種具體實現(xiàn)方式，其工作流程是：頻譜感知、用頻判決、空閑頻譜利用這幾個步驟的循環(huán)。其中在空閑頻譜利用環(huán)節(jié)中，發(fā)射端在一定的時長范圍發(fā)射信號，而接收端在此期間接收信號，于是信息從發(fā)射端傳輸至接收端。在這一發(fā)送接收過程持續(xù)一段時間之后，TDCS的收發(fā)兩端都必須再次停止發(fā)射與接收，而重新轉(zhuǎn)入到頻譜感知環(huán)節(jié)，以判斷其所在電磁環(huán)境中的頻譜占用情況是否發(fā)生改變，重新形成新的用頻判決，在此基礎(chǔ)上再進(jìn)行一定時長的通信傳輸。只有如此循環(huán)才能與外界電磁環(huán)境的變化保持同步改變，這也是TDCS具有認(rèn)知特性的重要體現(xiàn)，如圖1所示。

圖1 TDCS的工作流程圖

由圖1可知，TDCS通常是一個間斷性發(fā)射的通信系統(tǒng)，一般在信息傳輸階段才發(fā)射信號，而在頻譜感知與用頻判決階段處于電磁靜默狀態(tài)。于是通信偵察方進(jìn)行連續(xù)的頻譜監(jiān)測，持續(xù)統(tǒng)計TDCS在電磁環(huán)境中間斷性發(fā)射信號的用頻下限Flow與上限Fup，二者之差即為TDCS的用頻帶寬FBW：

FBW=Fup-Flow。

(4)

2.2 符號時長與循環(huán)前綴時長的估計

對于截獲到的變換域通信信號來講，其時間參數(shù)主要有2個：調(diào)制符號的時間長度Ts，以及發(fā)射過程中附加的循環(huán)前綴的時間長度TCP。TDCS通過添加循環(huán)前綴來消除多徑傳輸?shù)挠绊懀@一方式在當(dāng)前的OFDM系統(tǒng)中被廣泛采用，所以在TDCS實際應(yīng)用中，發(fā)射與接收過程通?；贠FDM架構(gòu)來實現(xiàn)，TDCS中CCSK調(diào)制也主要采用如式(3)所示的頻域映射方式來完成。在此情況下，基于OFDM架構(gòu)的TDCS收發(fā)兩端的組成如圖2所示。

(a)發(fā)射端

(b)接收端圖2 基于OFDM架構(gòu)的TDCS收發(fā)兩端組成

由圖2可知，TDCS的調(diào)制符號時長Ts與循環(huán)前綴時長TCP的設(shè)計與應(yīng)用方式同OFDM通信系統(tǒng)是完全相同的，所以其參數(shù)估計方法也可借鑒OFDM信號同步處理中的已有方法[10]，即利用每一符號中CP的循環(huán)重復(fù)特性，通過信號采樣序列的局部時域相關(guān)運算來估計Ts與TCP這2個參數(shù)[11-12]。

2.3 子載波個數(shù)與頻譜效用序列的估計

對于OFDM類型的通信系統(tǒng)來講，子載波的頻率間隔與符號時長Ts成反比關(guān)系。結(jié)合前一小節(jié)中所估計出的FBW頻譜帶寬參數(shù)，可計算出當(dāng)前TDCS的子載波個數(shù)N如下式所表達(dá)：

N=FBW·Ts。

(5)

在估計出頻譜帶寬FBW和子載波個數(shù)N之后，偵察方即可獲得TDCS對所在頻段的頻譜劃分尺度，在此基礎(chǔ)上通過對頻譜的持續(xù)監(jiān)測與比對，即可獲得到TDCS當(dāng)前正在使用的頻譜效用序列A。

3 時域分段個數(shù)的估計與差分解調(diào)

由圖2(b)可知，TDCS接收端的解調(diào)操作是在已知發(fā)送端的偽隨機(jī)多相序列P和時域分段個數(shù)M的條件下，通過P生成的基本調(diào)制波形進(jìn)行循環(huán)相關(guān)后，搜索相關(guān)峰所在的位置來解調(diào)出發(fā)送端所調(diào)制的信息符號。通信接收端為了消除傳輸信道所帶來的附加影響，在解調(diào)之前還需要利用訓(xùn)練序列等進(jìn)行信道估計與補(bǔ)償[13]。在通信偵察過程中偵察方在截獲到變換域通信信號，且完成信號的基本特征參數(shù)估計之后，即可獲得TDCS發(fā)射端所傳輸?shù)拿恳粋€符號的采樣值，記第q個符號的時域采樣序列為Yq={yq,0,yq,1,…,yq,N-1}，如式(6)所表達(dá)：

(6)

式中，pk和hk分別為經(jīng)過偵察信道傳輸之后第k個子載波處的頻域幅度和相位響應(yīng)，Sq為發(fā)送端所傳輸?shù)牡趒個符號值。在非合作條件下對偵察接收信道響應(yīng)進(jìn)行盲估計的難度較大，為了避免問題的復(fù)雜化，在此利用信道的緩變特性來進(jìn)行處理，即TDCS的符號時長Ts非常短，相鄰2個符號之間的信道傳輸特性基本保持穩(wěn)定。于是第q+1個符號的時域采樣序列Yq+1可由式(7)近似表達(dá)：

(7)

由式(6)和式(7)可知，將相鄰2個符號變換至頻域之后共軛相乘，然后反變換回時域的結(jié)果可表示為：

(8)

(9)

式中，Ps為恒模值幅度系數(shù)。由于Sq、Sq+1∈{0,…,M-1}，所以有下式成立：

(10)

式中，L∈{0,…,M-1}，mod(·,2π)為求余運算。結(jié)合式(10)的結(jié)果對式(9)取模值之后可得：

(11)

式(11)的時域波形實際上對應(yīng)了相鄰2個TDCS符號做圓周移位相關(guān)運算的結(jié)果，根據(jù)CCSK調(diào)制信號的性質(zhì)，在時域上會得到一個相關(guān)峰，且相關(guān)峰的位置與L的大小成比例。這一結(jié)果對應(yīng)了TDCS發(fā)射端相鄰2個符號之間的圓周位移的差值，這實際是CCSK調(diào)制信號的差分解調(diào)結(jié)果。但由于處于非合作狀態(tài)的通信偵察方無法獲得第1個符號的絕對圓周位移值，所以對解調(diào)結(jié)果的分析需要結(jié)合后續(xù)更高層的處理推斷來進(jìn)行，如信道編碼碼型的分析等，在此就不再展開討論了。

由式(11)可見，通信偵察方在信號分析階段可得到TDCS目標(biāo)信號的差分解調(diào)值，雖然TDCS收發(fā)雙方所使用的偽隨機(jī)多相序列P的準(zhǔn)確值不能獲得，但對于CCSK調(diào)制的時域分段個數(shù)參數(shù)M的估計，可通過對差分解調(diào)結(jié)果進(jìn)行時域統(tǒng)計之后得到，即在CCSK的多個符號持續(xù)時間內(nèi)分別實施如式(11)所示的相關(guān)峰位置個數(shù)的統(tǒng)計來實現(xiàn)。綜上所述，通過以上處理方法，處于非合作條件下的通信偵察方能夠提取出TDCS目標(biāo)信號的主要特征參數(shù)，同時還能對信號實施差分解調(diào)獲得相應(yīng)的信息序列。

4 仿真驗證

由于第3節(jié)中所介紹的變換域通信信號的基本特征參數(shù)估計方法主要借鑒了OFDM信號參數(shù)估計的相關(guān)流程[11]，技術(shù)相對成熟，所以不再重復(fù)仿真驗證。在此主要針對第4節(jié)中所闡述的變換域通信信號的時域分段個數(shù)的參數(shù)估計與相關(guān)的序列信息提取展開仿真，仿真條件如下：TDCS將目標(biāo)頻段劃分成160個子載波頻段，通過頻譜感知與判決之后，發(fā)現(xiàn)其中71個子載波頻段未被占用，于是得到其頻譜效用序列A的分布如圖3所示。

圖3 頻譜效用序列分布

TDCS發(fā)射端利用上述頻譜效用序列，通過收發(fā)兩端約定的偽隨機(jī)相位序列，按照式(2)所生成復(fù)基帶形式的基本調(diào)制波形的包絡(luò)如圖4所示。

圖4 基本調(diào)制波形的包絡(luò)

將基本調(diào)制波形等分為16份，進(jìn)行CCSK調(diào)制，對應(yīng)于每個調(diào)制符號傳輸4 bit信息，調(diào)制后按照圖2(a)所示的基于OFDM架構(gòu)的TDCS處理流程對每一個調(diào)制符號添加CP，然后向接收端發(fā)射。

對上述TDCS發(fā)射的信號進(jìn)行偵察，在信噪比18 dB條件下偵察方所截獲信號的頻域幅度譜如圖5所示。圖中對頻率軸與幅度軸都做了歸一化處理，fs為偵察采樣頻率。

圖5 偵察方截獲信號的頻域幅度譜(SNR=18 dB)

偵察方結(jié)合OFDM信號特征，按照第3節(jié)中所述的方法即可提取出TDCS的基本特征參數(shù)。在此基礎(chǔ)上按照第4節(jié)所述方法，對1 000個傳輸符號進(jìn)行相鄰符號的差分處理，然后對相關(guān)峰出現(xiàn)的時域位置進(jìn)行出現(xiàn)頻度統(tǒng)計，其結(jié)果如圖6所示。

圖6 相關(guān)峰時域位置出現(xiàn)頻度統(tǒng)計

由圖6可見，明顯存在16個高頻次出現(xiàn)的相關(guān)峰位置，由此判斷該TDCS的時域分段數(shù)為16，每個符號發(fā)送4 bit信息。顯然，在這一處理過程中也自然得到了該TDCS發(fā)送序列的差分解調(diào)結(jié)果。

如果偵察方截獲信號的信噪比降低至9 dB，此時截獲信號的頻域幅度譜如圖7所示。

圖7 偵察方截獲信號的頻域幅度譜(SNR=9 dB)

按照同樣的方法，在相鄰符號差分處理之后對相關(guān)峰出現(xiàn)的時域位置進(jìn)行頻度計，其結(jié)果如圖8所示。

圖8 相關(guān)峰時域位置出現(xiàn)頻度統(tǒng)計

由圖8可知，即使在SNR較低情況下，16個高頻度相關(guān)峰出現(xiàn)位置仍然比較突出，由此也可判斷出TDCS所采用的時域分段數(shù)為16。但是隨著SNR的降低，差分解調(diào)的結(jié)果會出現(xiàn)誤碼，對比圖8與圖6可知，在高SNR條件下，圖6中的相關(guān)峰僅僅出現(xiàn)在16個位置上，而其他位置的出現(xiàn)頻度為零，說明差分解調(diào)沒有誤碼；但在圖8中，除了上述16個位置之外，還有少量的相關(guān)峰出現(xiàn)在其他位置上，這意味著在實施差分解調(diào)門限判決時會產(chǎn)生少量的誤碼，在此情況下這些少量的誤碼也可以通過后續(xù)偵察系統(tǒng)中更高層的信息碼流分析手段來消除，例如非合作條件下的信道編碼識別與反解碼等，在此就不再展開討論了。

5 結(jié)束語

針對新體制通信目標(biāo)偵察處理系統(tǒng)對變換域通信信號實施偵察的功能要求，從TDCS信號模型中確定了其信號描述特征參數(shù)集，并借鑒OFDM信號偵察中的參數(shù)提取流程，對基于OFDM架構(gòu)的變換域通信信號的基本特征參數(shù)進(jìn)行了估計。在此基礎(chǔ)上，利用變換域通信信號采用CCSK調(diào)制的獨有特點，通過相鄰符號差分處理的方式巧妙地消除了偵察傳輸信道所帶來的影響，準(zhǔn)確估計出了變換域通信信號的時域分段個數(shù)參數(shù)，并同時實現(xiàn)了發(fā)送序列的差分解調(diào)。針對上述方法在不同信噪比條件下進(jìn)行了對比性仿真試驗，驗證了其可行性與有效性，為后續(xù)的工程應(yīng)用提供了實際指導(dǎo)，也為戰(zhàn)場新體制通信目標(biāo)信號的偵察處理提供了重要參考。

[1] Budiarjo I,Nikookar H,Ligthart L P.On the Utilization of Embedded Symbol for CCSK BER Improvement in TDCS Dynamic Spectrum Access[C]∥ European Conference on Wireless Technology.IEEE Xplore,2008:123-126.

[2] ZhaoYouping,Morales-Tirado L.Cognitive Radio：Forging ahead from Concept,Testbed to Large-Scale Deployment[J].Journal of Communications，2012,7(7):514-523.

[3] 石榮,鄧科,張偉.TDCS信號的頻域分集特性分析與抗干擾應(yīng)用[C]∥ 2017全國電磁頻譜安全與控制大會論文集,兵器工業(yè)出版社,2017：263-268.

[4] 楊霄,芮國勝,于文德.變換域通信系統(tǒng)及其關(guān)鍵技術(shù)[J].海軍航空工程學(xué)院學(xué)報,2008,23(2):157-160.

[5] 王杰,毛玉泉,張衡陽,等.變換域通信系統(tǒng)研究現(xiàn)狀與發(fā)展[J].電訊技術(shù),2013,53(7):966-972.

[6] 史軍,遲永鋼,張乃通.變換域通信系統(tǒng):原理、技術(shù)與發(fā)展趨勢[J].南京郵電大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)版),2009,29(1):87-94.

[7] Adamy D L.EW 103：Communications electronic warfare [M].USA：Artech House Publishers,2009.

[8] Poisel R A.Modern Communications Jamming Principles and Techniques[M].USA：Artech House Publishers,2011.

[9] 石榮,鄧科,張偉,等.噪聲通信的擴(kuò)頻原理及其信號截獲分析[C]∥電子戰(zhàn)新概念新理論新技術(shù)第二十二屆學(xué)術(shù)年會論文集,電子工業(yè)出版社,2014：349-354.

[10] 楊國慶,蘇鳳.基于循環(huán)前綴的OFDM同步算法研究[J].無線電通信技術(shù),2012,38(3):39-42.

[11] Yong SC,Jaekwon K,Won Y Y,et al.MIMO-OFDM wireless communications with MATLAB[M].Singapore：John Wiley&Sons(Asia) Pte Ltd,2010.

[12] 劉偉,鐘子發(fā).OFDM信號碼片時寬與符號長度估計[J].無線電通信技術(shù),2011,37(2):23-25.

[13] 王軍,李少謙,龔樹平,等.變換域通信系統(tǒng)中的信道估計技術(shù)[J].電子科技大學(xué)學(xué)報,2009,38(1):40-42.