申 良，劉洲洲，何 林

(1.西安航空學院 電子工程學院，西安 710077；2.西北工業(yè)大學 電子信息學院，西安 710072)

0 引言

無線地下通信方式主要有兩種[1-4]，一種是沿用無線地上通信的電磁波方式，另一種是磁感應方式。

目前，由于基于磁感應技術無線收發(fā)器沒有成熟產品出現，從而導致無線地下傳感器網絡研究主要集中在基于電磁波傳輸技術上，基于磁感應技術的無線地下傳感器網絡研究很少。由于電磁波技術的無線地下通信面臨著高路徑損耗、信道條件動態(tài)變化大和天線尺寸過大的三大問題，不能滿足無線地下傳感網絡向長距離和深層地質通信發(fā)展的要求。

為了豐富無線地下傳感網絡的研究途徑，提出一種基于磁感應技術無線地下收發(fā)器信號處理設計方案，由于無線地下信道復雜，而采用傳統(tǒng)的硬件濾波和解調方式實現的收發(fā)器，存在通信可靠性低且實現不靈活的缺點。

以軟件無線電的思想代替?zhèn)鹘y(tǒng)硬件方法實現磁感應通信的濾波和解調，提高無線地下通信可靠性[5-10]。

1 磁感應信號提取算法中FIR濾波算法設計和仿真

無線地下信道[10]受到工頻干擾、工業(yè)干擾和天電干擾，工頻干擾主要是以50Hz及其多次諧波出現；工業(yè)干擾和天電干擾主要以脈沖干擾的形式出現； 脈沖干擾可看成一個突然上升又按指數規(guī)律下降的尖脈沖，脈沖干擾的影響主要集中在低頻上。由于無線地下信道的干擾主要集中在低頻，所以我們設計一個中心頻率125KHz、阻帶截止頻率為110KHz、通帶截止頻率為140KHz、通帶寬度為30KHz的帶通濾波器。

1.1 FIR濾波器仿真

本文主要研究了FIR數字濾波器的設計方法，從數字濾波器的概念及對基本原理的分析，從而得出數字濾波器設計的基本步驟。具體的設計步驟如下：

打開MATLAB 軟件，并打開“Filter Designed & Analaysis Tool”工具，在彈出的界面中按照所需濾波器修改以下濾波器類型：

帶通 Bandpass波方式: 等紋波 FIR(Equiripple)；濾波器階數:Specify order(115+1 階)；采樣頻率：900KHz；Fstop1：90KHz；Fstop2：160KHz；Fpass1：110KHz；Fpass2：140KHz；最后，生成濾波器。

圖1 FIR仿真結構圖

圖3 濾波前的被污染信號

仿真結構如圖1所示。編寫M文件，生成一個載波頻率為125KHz，碼元信號長度為368US的已經OOK調制的理想信號(見圖2)，碼元為1010，由于信道的噪聲和干擾主要集中在低于10KHz范圍內，模擬信道噪聲和干擾。本文在理想信號上添加信噪比為20DB的50Hz和10KHz的低頻干擾信號，考慮到信道內存在高斯白噪聲，又在理想信號上添加信噪比為20DB的高斯白噪聲，通過模擬信道噪聲和干擾，理想信號變成了污染信號(見圖3)。

通過對比污染信號和濾波后信號(見圖4)可知，低頻的干擾已經濾除大部分，但還有一部分沒有濾除，在0碼元是可以清楚的看到；可以知道50Hz和10KHz的低頻干擾被全部濾除，高斯白噪聲被濾除了一部分，符合我們的設計初衷，因為高斯白噪聲在通頻帶也存在，而我們只能濾除不在通頻帶里面的高斯白噪聲，所以在0碼元可以觀察到還是有一部分干擾存在。

圖4 濾波后的信號

1.2 磁感應信號提取算法DSP實現

接收端磁感應信號提取程序流程見圖5。

圖5 接收端磁感應信號提取程序流程圖

首先把電位器阻值設置為0，然后通過采樣的數據調整放大的倍數，使得最終放大的結果調整到合適的位置，放大合適后再將采樣數據送入FIR濾波器去處理。

2 無線地下收發(fā)器編碼解碼和調制解調算法設計

2.1 曼徹斯特編碼和解碼算法DSP實現

2.1.1 信號編碼

當一幀數據過來時，首先判斷位是0還是1，如果是0的話，編碼成01，如果是1的話編碼成10。

部分代碼如下：

voidsend_data(unsignedchar*d)

{

unsignedinti,j,temp;

unsignedchark;

run_125k(400);//3US///// ///////////carrierburst

delay(3);//368US//////// ////////separationbit

for(j= 0;j< 5;j++)

{

k=d[j];

for(i=0;i<8;i++)

{

temp=k&0x80;

k=k<<1;

if(temp==0x80)

{

run_125k(run_time);//368US1

delay(3);//368US0

}

else

{

delay(3);//368US0

run_125k(run_time);//368US1}

}

}

}

2.1.2 信號解碼

信號解碼是信號編碼的逆過程，當接收到一幀數據時候，找到信號頭，然后兩位一起判斷，傳統(tǒng)解碼在抽樣判決判定01后，再根據如果是10，則原始信號為1；若為01則原始信號為0。本文把抽樣判決和解碼結合一起，通過兩個一組的碼元強度大小，通過大小判定上下沿，如果是下降為1，上升為0，實現代碼在解調中說明。

2.2 改進型OOK調制和解調算法設計和仿真

改進型OOK調制和解調算法主要體現在解調上，一般OOK的非相干解調方式的主要部分包絡檢波器是用半波或全波整流器，由于整流器設計電路復雜、不靈活和效果也不佳等特點，本文將采用基于希爾伯特的包絡檢波器實現OOK的解調。希爾伯特變換(Hilbert transform)一個連續(xù)時間信號的希爾伯特變換等于該信號通過具有沖激響應的線性系統(tǒng)以后的輸出響應。由傅里葉變換信號經希爾伯特變換后，在頻域各頻率分量的幅度保持不變，但相位將出現90°移相器。用希爾伯特變換描述幅度調制或相位調制的包絡、瞬時頻率和瞬時相位會使分析簡單，在通信系統(tǒng)中有著重要的理論意義和實用價值。在通信理論中，希爾伯特變換是分析信號的工具，在數字信號處理中，不僅可用于信號變換，還可以用于濾波，可以做成不同類型的希爾伯特濾波器。希爾伯特變換是由原始信號和I/t的卷積形成，可由一個濾波器實現。

希爾伯特變換是一種積分變換，信號x(t)的希爾伯特變換H[x(t)]定義為:

(1)

可見，H[x(t)]是將信號x(t)與1/πt卷積。因此，希爾伯特變換結果x(t)可以理解成為:輸入信號x(t)經過一個沖激響應為1/πt的線性時不變系統(tǒng)所產生的響應。

信號x(t)由慢變信號s(t)與快變信號f(t)相乘，即x(t)=s(t)f(t)，這樣就形成了調幅信號。為了避免過調幅設s(t)=0。

令:Z(t)=x2(t)+H2[x(t)]

(2)

根據Bedrosian乘積定理:

H[x(t)]=H[s(t)f(t)]=s(t)H[f(t)]

(3)

可得:

Z(t)=s2(t){f2(t)+H2[f(t)]}

(4)

令r(t)=f2(t)+H2[f(t)]，顯然r(t)≥0，因此必然包含直流成分。為了簡化處理，這里假設快變信號是兩個諧波信號之和:

f(t)=a1cosω1t+a2cosω2t

(5)

f(t)的希爾伯特變換為:

H[f(t)]=a1sinω1t+a2sinω2t

(6)

(7)

式(7)表明，r(t)主要包含了兩個不同成分:一是常數部分為兩個諧波幅度的平方和，另一部分為兩諧波的差頻成分。將式(7)代入式(4)，得到:

(8)

(9)

fA(t)=2a1a2s2(t)cos(ω1-ω2)t

(10)

則:Z(t)=SA(t)+fA(t)

(11)

設s(t)的最高頻率分量為ωmax，若ω1-ω2>>2ωmax，則SA(t)和fA(t)頻譜仍舊不發(fā)生混疊，利用前述希爾伯特低通濾波器，選擇合適的截止頻率ωc則可提取出慢變成分SA(t)。通過SA(t)可估計出慢變包絡A(t):

(12)

可以看出，估計出的慢變包絡與原始的包絡僅僅是幅度不同。

代碼實現為：

voidDEEnvelope()

{

inti;

for(i= 0;i

{

Envelope[i]=sqrtsp(HFIR_In[i]*HFIR_In[i]+HFIR_Out[i+15]*HFIR_Out[i+15]);

}

}

圖6 原實信號和希爾伯特變化信號對比

本文用MATLAB設計一個FIR希爾伯特濾波器，并在TMS320C6748實現希爾伯特變換，得到調制信號的包絡。調用上面設計的希爾伯特濾波器，希爾伯特濾波器系數是31，濾波器群延時為(N-1)/2即15，通過圖6也可以清楚的看到群延時15，去除群延時后，原實信號和希爾伯特濾波后信號對比見圖7，通過對比圖可知，去除濾波器群延時后，希爾伯特變化是原實信號幅值不變，相移90°。

圖7 希爾伯特包絡檢波器仿真結果圖

3 結語

本文根據系統(tǒng)需求對節(jié)點信號處理算法進行研究，設計適合無線地下信道的FIR濾波算法，提出了一種改進OOK解調算法，該算法使用希爾伯特變化代替?zhèn)鹘y(tǒng)用半波或全波整流器提取信號包絡，設計并在MATLAB中仿真FIR濾波和希爾伯特解包絡算法，最后為實現收發(fā)器通信過程，編寫FIR濾波、編碼解碼和調制解調等程序，并在TMS320C6748上實現。

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