徐 波，劉 軍，朱潤卿

（上海電機(jī)學(xué)院電氣學(xué)院，上海200240）

為了應(yīng)對環(huán)境污染，減少汽車尾氣排放，混合動(dòng)力汽車應(yīng)運(yùn)而生。與傳統(tǒng)的400 V混動(dòng)系統(tǒng)不同，48 V輕混系統(tǒng)可以使用價(jià)格略低的零部件，且能提高燃油經(jīng)濟(jì)性，減少二氧化碳排放量。48 V輕混系統(tǒng)屬于啟停技術(shù)與高壓混合動(dòng)力之間的折中解決方案。高壓混合動(dòng)力系統(tǒng)需要大功率電機(jī)及大容量電池，成本較高，需要更多的研發(fā)投入和周期；12 V啟停系統(tǒng)的減排及節(jié)油效果則不明顯。在這種情況下，處于中間狀態(tài)的48 V引起了汽車制造商和零部件供應(yīng)商的關(guān)注[1]。

為了提高系統(tǒng)兼容性，降低推廣難度，現(xiàn)在業(yè)界提出的主流方案都是12 V+48 V的方案。相比直接上48 V或者混動(dòng)，更容易實(shí)現(xiàn)，主要表現(xiàn)在以下3個(gè)方面：

（1）技術(shù)簡單：全混合動(dòng)力技術(shù)采用高電壓，發(fā)動(dòng)機(jī)和電動(dòng)機(jī)切換控制難度大，“12+48 V”技術(shù)只有在原有電氣系統(tǒng)增加一個(gè)48 V網(wǎng)絡(luò)，對整車改造小，更新周期短；

（2）技術(shù)成本低：全混合動(dòng)力技術(shù)要比同級別傳統(tǒng)能源車成本高出40%，相對“12+48 V”技術(shù)成本過于高昂；

（3）技術(shù)承接性好：“12+48 V”技術(shù)只是在現(xiàn)有的12 V系統(tǒng)上增加48 V網(wǎng)絡(luò)，能夠繼續(xù)應(yīng)用現(xiàn)有成熟的12 V網(wǎng)絡(luò)技術(shù)，而其發(fā)展方向又與未來的純電動(dòng)和全混合動(dòng)力技術(shù)一致。

目前，很多主流歐洲車企都有自己的48 V產(chǎn)品計(jì)劃了，國內(nèi)對48 V的研究也很熱門，比亞迪和五菱都在這上面大力投入。因此對該系統(tǒng)中核心部件，雙向DC/DC變換器的研制很有必要。

圖1 12+48 V輕混系統(tǒng)Fig.1 Schemetic 12+48 V mild-hybrid system

1 變換器的設(shè)計(jì)策略

12+48 V系統(tǒng)的方案如圖1所示，系統(tǒng)中包括48 V鋰電池、雙向DC/DC、12 V鉛酸電池、電機(jī)等，雙向DC/DC接在48 V直流端與12 V直流端之間，實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)。

由于電助力轉(zhuǎn)向、電動(dòng)渦輪增壓器、車載空調(diào)系統(tǒng)等負(fù)載接到了48 V側(cè)，能夠?qū)崿F(xiàn)能量回收、加速輔助、混合動(dòng)力式啟動(dòng)、帶檔停機(jī)、起/?；械裙δ埽@著減少CO2的排放量。

本文雙向DC/DC的設(shè)計(jì)過程如下：

（1）變換器技術(shù)參數(shù)的制定；

（2）根據(jù)技術(shù)參數(shù)設(shè)計(jì)相應(yīng)的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，選擇功能芯片，完成硬件電路的設(shè)計(jì)，繪制原理圖和PCB圖；

（3）根據(jù)原理圖、PCB制作實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，測試實(shí)驗(yàn)波形，驗(yàn)證是否符合要求。

1.1 變換器的技術(shù)參數(shù)

綜合考慮電源的體積、系統(tǒng)的效率、控制精度及器件耐壓等，選取工作頻率fsw=110 kHz。輸入電壓Vin,max=50 V（Vin，normal=48 V）；輸出電壓Vo=12 V；輸出電流Iomax，dc=100 A；變換器總體效率大于90%，滿載時(shí)效率大于95%。

1.2 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及原理

本文設(shè)計(jì)出一種基于4相交錯(cuò)并聯(lián)的半橋Buck/Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、峰值電流控制（CPM）的、帶同步整流技術(shù)的高效雙向DC/DC變換器，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)特別適用于低電壓、大電流的場合。與同等功率級的常見雙向DC/DC變換器相比，由于沒有高頻變壓器，其結(jié)構(gòu)較簡單，采用的元器件相對較少，可以滿足電動(dòng)汽車對于安裝體積和成本的要求[2]。

圖2 4相交錯(cuò)并聯(lián)雙向Buck/Boost DC-DC變換器Fig.2 Four-phase interleaved bi-directional Buck/Boost converter DC-DC

同步整流原理是利用導(dǎo)通電阻極低的功率MOSFET來替代整流二極管從而達(dá)到降低整流損耗，在低壓大電流的DC/DC變換器中對效率的提高會(huì)帶來突破性的進(jìn)展[3]。首先對單相Buck/Boost同步整流式雙向DC/DC變換器原理進(jìn)行分析，如圖3所示。變換器有以下2種工作模式。

圖3 同步整流式雙向DC/DC變換器原理Fig.3 Schematic diagram of synchronous rectifier bi-directional DC/DC converter

（1）正向Buck模式

正向Buck模式下，MOSFET Q1、Q2處于開關(guān)狀態(tài)，且Q1和Q2互補(bǔ)導(dǎo)通。其等效電路如圖4所示。在工作狀態(tài)1時(shí)，MOSFET Q2開通，Q1關(guān)斷，能量經(jīng)Q2和電感L1從48 V直流側(cè)流向12 V直流側(cè)；在工作狀態(tài)2時(shí)，MOSFET Q1開通，Q2關(guān)斷，負(fù)載電流經(jīng)Q1續(xù)流。假設(shè)開關(guān)管Q2的占空比為D2，此時(shí)同步整流式雙向DC/DC變換器的降壓比AV=D2。

（2）反向Boost模式

反向Boost模式下，MOSFET Q1、Q2處于開關(guān)狀態(tài)，且Q1和Q2互補(bǔ)導(dǎo)通。其等效電路如圖5所示。在工作狀態(tài)1時(shí)，MOSFET Q1開通，Q2關(guān)斷，12 V直流側(cè)給電感L1充電；在工作狀態(tài)2時(shí)，MOSFET Q2開通，Q1關(guān)斷，12 V直流側(cè)和電感L1同時(shí)給48 V直流側(cè)提供能量。假設(shè)開關(guān)管Q1的占空比為D1，此時(shí)同步整流式雙向DC/DC變換器的升壓比為

由于單個(gè)功率MOSFET的額定電流往往不能滿足大功率變換器的要求，所以采用2個(gè)MOSFET并聯(lián)的結(jié)構(gòu)；為了進(jìn)一步減少單個(gè)功率開關(guān)器件承擔(dān)的電流，和減小輸出電流的紋波，可以通過對電路進(jìn)行多重化并聯(lián)的方法解決上述問題[4]。本文采用4相交錯(cuò)并聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相當(dāng)于2個(gè)同步整流式雙向DC/DC變換器的輸入輸出并聯(lián)在一起，每一相的工作原理與同步整流式雙向DC/ DC變換器的工作原理一樣，只是4相相對應(yīng)的開關(guān)管之間的相位相差1/4個(gè)周期。

圖4 正向Buck模式Fig.4 Forward Buck mode

圖5 反向Boost模式Fig.5 Reverse Boost mode

1.3 帶補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的峰值電流控制

開關(guān)電源按控制類型分類可以分為電壓控制型和電流控制型，電流控制型按照采樣信號(hào)的不同又可分為平均電流控制和峰值電流控制。而峰值電流控制相較于平均電流控制，具有良好的動(dòng)態(tài)特性[5]。圖6為帶補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的峰值電流控制電路原理，采用雙環(huán)控制，即電壓外環(huán)，電流內(nèi)環(huán)。在電流環(huán)路中注入了斜坡信號(hào)Vramp，消除峰值電流控制模式在占空比D＞0.5時(shí)的次諧波振蕩，保證了在占空比大于50%時(shí)的電流環(huán)的穩(wěn)定性[6]。電壓誤差放大器把基準(zhǔn)電壓與反饋電壓進(jìn)行比較，得到相應(yīng)的電流信號(hào)，再通過C2和R3構(gòu)成的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，得到輸入PWM比較器負(fù)極的電壓信號(hào)VC（t）。系統(tǒng)的開關(guān)頻率由振蕩器控制，在每個(gè)周期開始，振蕩器發(fā)出正窄脈沖信號(hào)，此時(shí)S=1、R=0，觸發(fā)器輸出Q=1，開關(guān)管導(dǎo)通。當(dāng)ILRS＞Vc時(shí)，比較器翻轉(zhuǎn)，此時(shí)S=0、R= 1，觸發(fā)器輸出Q=0，開關(guān)管截止。這種方式下，對PWM比較器所跟蹤的電感電流峰值起決定作用的是VC。而VC可以通過設(shè)計(jì)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)具體實(shí)現(xiàn)，這就為變換器工作在不同的模式提供了條件[7]。

在此雙環(huán)系統(tǒng)中，由電壓控制器的輸出信號(hào)提供最大電流的限制信號(hào)，限制了最大電流，自動(dòng)實(shí)習(xí)過流保護(hù)，本文選擇采用峰值電流控制的雙向DC/DC控制芯片LTC3871，結(jié)合外部電路完成了整個(gè)硬件電路的設(shè)計(jì)。

圖6 帶補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的峰值電流控制電路Fig.6 Peak-current controlled circuit with compensation network

2 變換器硬件電路設(shè)計(jì)及控制

本文選擇凌力爾特公司新開發(fā)的LTC3871，結(jié)合外圍電路，完成對該雙向DC/DC變換器的設(shè)計(jì)。

2.1 主控芯片的選擇

雙向DC/DC主控芯片的選擇尤為重要。LTC 3871是一款既可以工作在Buck模式下、又可以工作在Boost模式下的高效控制芯片，可以根據(jù)控制信號(hào)自由切換升/降壓模式。采用先進(jìn)的峰值電流控制，可以選擇電流連續(xù)模式或者電流斷續(xù)模式，斷續(xù)模式下能夠阻止反向電流以保持輕載下的高效。其主要特點(diǎn)如下：

①允許動(dòng)態(tài)地調(diào)節(jié)輸入電壓、輸出電壓和電感電流；②輸入電壓范圍5～100 V；輸出電壓范圍1.2～30 V；③同步整流功能可將效率提升至97%；④先進(jìn)的峰值電流控制；⑤可以設(shè)置Buck模式和Boost模式下的電流限值；⑥可以進(jìn)行多相/多芯片操作，最高可達(dá)12相。

LTC3871的運(yùn)行原理為：芯片工作在正常Buck模式下時(shí)候，當(dāng)時(shí)鐘脈沖到來時(shí)，使得RS觸發(fā)器置“1”，頂部MOSFET導(dǎo)通，當(dāng)電流比較器ICMP重置觸發(fā)器RS時(shí)，頂部MOSFET截止。ITHLOW管腳電壓也即誤差放大器EA_VLOW的輸出，控制ICMP所跟蹤的用來重置RS觸發(fā)器的電感電流峰值。而ITHLOW管腳電壓由誤差放大器EA_VLOW的輸出控制，EA_VLOW的輸出為VFBLOW管腳的采樣電壓與誤差放大器上的一個(gè)1.2 V的基準(zhǔn)相比較來得到。每個(gè)周期內(nèi)頂部的MOSFET和底部的MOSFET互補(bǔ)導(dǎo)通。Boost模式下類似，只是采用另一個(gè)誤差放大器EV_VHIGH來控制ITHLOW管腳的電壓。

2.2 芯片外圍電路設(shè)計(jì)與元件參數(shù)計(jì)算

控制芯片LTC3871與外圍電路的具體連接如圖7所示。LTC3871外圍電路設(shè)計(jì)的主要工作有：變換器工作模式的選擇、多相工作模式的選擇、輸出電壓的設(shè)計(jì)、開關(guān)頻率與電感的設(shè)計(jì)、功率MOSFET和同步MOSFET的選型、輸入輸出電容的設(shè)計(jì)、電流檢測電阻的選擇等[6]。

圖7 LTC3871外圍電路Fig.7 Peripheral circuit of LTC3871

2.2.1 變換器工作模式的選擇

LTC3871可以動(dòng)態(tài)、無縫地進(jìn)行Buck模式和Boost模式之間的切換，只需要將Buck引腳接到V5，變換器就可工作在Buck模式；將該引腳接地，變換器就可工作在Boost模式。這個(gè)引腳有一個(gè)內(nèi)置的上拉電阻，使得該引腳處于懸浮狀態(tài)時(shí)默認(rèn)變換器工作在Buck模式。兩個(gè)誤差放大器（EA_VLOW和EA_VHIGH）分別用于Buck模式和Boost模式的輸出電壓的調(diào)節(jié)。當(dāng)選擇Buck模式時(shí)，A_VLOW工作，ITHLOW管腳的電壓控制電感電流的峰值；當(dāng)選擇了Boost模式的時(shí)候，EA_VHIGH工作，ITHHIGH管腳的電壓控制電感電流的峰值。

2.2.2 多相工作模式的選擇

為適應(yīng)負(fù)載需要大電流的場合，可以鏈連多個(gè)LTC3871，實(shí)現(xiàn)多相操作。可以在不增加輸入輸出電壓紋波的基礎(chǔ)上，大幅提高輸出電流。芯片的SYNC管腳可以與另一個(gè)芯片的CLKOUT管腳相連接，實(shí)現(xiàn)信號(hào)同步。一個(gè)芯片最多可控制兩相，通過對PHSMD引腳的設(shè)置，可實(shí)現(xiàn)3、4、6、8、12相操作。本設(shè)計(jì)需要實(shí)現(xiàn)4相操作，需要2個(gè)LTC3871鏈連起來，如圖8所示，將第1個(gè)芯片的PHSMD引腳懸浮，第2個(gè)芯片的PHSMD管腳接地，可使得4相的相位分別為0°，180°，90°，270°。

圖8 LTC3871 4相運(yùn)行設(shè)置Fig.8 LTC3871 four-phase operation setting

2.2.3 輸出電壓設(shè)計(jì)

LTC3871可以通過對VFBHIGH引腳和VFBLOW引腳外接電阻來進(jìn)行設(shè)置，如圖9所示，具體關(guān)系為

式中，VLOW為輸入電壓。

圖9 LTC3871輸出電壓的設(shè)計(jì)Fig.9 Output voltage of the LTC3871 design

2.2.4 開關(guān)頻率與電感設(shè)計(jì)

開關(guān)頻率的設(shè)置取決于FREQ引腳的電壓值，由于該引腳會(huì)輸出一個(gè)精確的20 μA電流，因此用戶只需要在信號(hào)地與FREQ引腳之間接入一個(gè)特定值電阻，就可以設(shè)置開關(guān)頻率。實(shí)際頻率選擇時(shí)要綜合紋波電流、運(yùn)行效率、元件尺寸等因素。設(shè)計(jì)時(shí)主要參考公式為

式中：IRIPPLE為電感的紋波電流；L為電感設(shè)計(jì)值；fOSC為電源的開關(guān)頻率設(shè)計(jì)值。電感的紋波電流越小，電感和輸出電容上的損耗就越小，輸出電壓的紋波就越小，但是要使得電感的紋波電流小，就需要一個(gè)體積相對較大的電感。頻率也是一樣，在紋波電流、紋波電壓允許的范圍內(nèi)，低頻運(yùn)行可以增加效率，減少開關(guān)損耗，但是需要大電感和大電容去維持低的紋波電壓，同樣會(huì)增加成本。綜合上述考慮，選擇在信號(hào)地與FREQ引腳之間接入一個(gè)阻值為41.2 kΩ的電阻，將開關(guān)頻率設(shè)置在110 kHz。

實(shí)際的輸入電壓最大值VHIGHmax=50 V，輸入電壓VLOW=12 V，開關(guān)頻率fOSC=110 kHz，最大輸出電流Iomax，dc=100 A，由于是4相并聯(lián)，所以每相電感電流最大值為25 A。電感電流紋波取電感電流最大值的40%，所以IRIPPLE=25×40%=10 A。代入式（2）得

解得L≥8.3 μH。選取10 μH的SER2918H-103電感可滿足設(shè)計(jì)要求。

2.2.5 功率MOSFET（上橋臂）和同步MOSFET（下橋臂）的選型

綜合考慮，選擇功率MOSFET為BSC123N08N S3G，它導(dǎo)通電阻RDS（ON）=12.3 mΩ，米勒電壓VMILLER= 5.2 V，米勒電容CMILLER=32 pF；選擇同步MOSFET為BSC042NE7NS，它的導(dǎo)通電阻RDS（ON）=4.2 mΩ。2個(gè)MOSFET在最大輸出電流時(shí)的功率損耗分別計(jì)算為

式中：δ為RDS（ON）與溫度的相關(guān)性系數(shù)，取δ=0.005/℃；DRVCC為MOSFET的門級驅(qū)動(dòng)電壓，取為9 V；RDR為在MOSFET米勒閾值電壓下的有效驅(qū)動(dòng)阻抗，近似取2 Ω即可。將以上數(shù)據(jù)代入式（4）、式（5）可計(jì)算得PMAIN=1 406 mW、PSYNC=1.05 W。

2.2.6 變換器輸入、輸出電容設(shè)計(jì)

電容的選擇主要看承受的電壓和在工作溫度范圍內(nèi)該電容能夠承受的最大電流均方根。該最大平均電流的計(jì)算公式為

由于該變換器最大功率為1.2 kW，所以，最大輸入電流為25 A，代入式（6）得IRMS=10.83 A。由于LTC3871的運(yùn)行頻率設(shè)置在110 kHz，該運(yùn)行頻率還是很高的，再結(jié)合IRMS=10.83 A，選擇ESR系數(shù)較低的陶瓷電容為宜。

式中：ΔIL為電感電流紋波，設(shè)計(jì)為0.2 A；ESR為選擇的輸出電容串聯(lián)阻抗的有效值；COUT為輸出電容。本文設(shè)計(jì)輸出電壓紋波不超過0.01 V，代入式（7），選擇一個(gè)100 μF、ESR系數(shù)為0.05 Ω的輸出電容，則可以滿足條件

2.2.7 電流檢測電阻的選擇

電流檢測電阻的選擇根據(jù)輸出電流而定，即

輸出電容的選擇會(huì)影響輸出電壓紋波，輸出電壓紋波的計(jì)算公式為

式中：VSENSE（MAX）為LTC3871內(nèi)部電流比較器的最大檢測閾值，由LIM腳的連接狀態(tài)決定；IMAX為輸出電流的最大值，由于4相并聯(lián)，所以每相IMAX=25 A。設(shè)置時(shí)將LIM腳懸空，則VSENSE（MAX）取值范圍為64～75 mV。將以上數(shù)據(jù)代入式（8），得R=3 mΩ，可滿足要求。

2.3 雙向控制的實(shí)現(xiàn)

雙向DC/DC接于48 V直流側(cè)和12 V直流側(cè)之間，如圖10所示，通過邏輯控制器與整車系統(tǒng)的CAN總線連接，向總線匯報(bào)兩直流側(cè)的電流、電壓以及故障信號(hào)。CAN總線與整車的能量管理系統(tǒng)連接，通過電機(jī)的運(yùn)行狀態(tài)、電池的電量、以及車輛行駛的狀態(tài)（油門、剎車）等綜合處理，控制雙向DC/DC工作模式的切換，實(shí)現(xiàn)能量在48 V直流側(cè)和12 V直流側(cè)之間的雙向流動(dòng)。

圖10 雙向DC/DC在系統(tǒng)中的位置Fig.10 Position of bi-directional DC/DC in the system

3 樣機(jī)及測試結(jié)果分析

3.1 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)和實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

根據(jù)設(shè)計(jì)制作的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)及實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖11所示。圖（a）中，將樣機(jī)與一支普通的黑色水筆放在一起，可以看出，樣機(jī)的尺寸還是很小的，符合汽車電子中對尺度的要求。圖11（b）中由上到下依次是：示波器、直流電源、直流負(fù)載、實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。

3.2 測試波形

圖11 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)和實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.11 Experimental prototype and platform

圖12 Buck模式下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveforms in Buck mode

Buck模式下實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的輸出波形如圖12所示。由圖12（a）可見，當(dāng)輸入為48 VDC、負(fù)載電流為80 A時(shí)，變換器電壓輸出為12.1 VDC，電壓紋波為39.8 mV，小于100 mV，輸出電流均值為79.8 A，電流紋波為15.4 mA。變換器效率為95.5%，符合設(shè)計(jì)要求；從圖12（b）可以看出，上下管的占空比分別為26.1%和72%，可見上下管為有死區(qū)的互補(bǔ)導(dǎo)通，為同步整流；從圖12（c）可以看出，輕載時(shí)變換器工作在電流斷續(xù)模式，且當(dāng)電流過零時(shí)切斷反向電流；重載時(shí)，變換器工作在電流連續(xù)模式。

Boost模式下實(shí)驗(yàn)樣機(jī)輸出波形如圖13所示。圖13（a）可知，當(dāng)輸入為12 VDC、負(fù)載電流為16 A時(shí)，變換器電壓輸出為48.2 VDC，電壓紋波為34.7 mV＜100 mV。輸出電流均值為15.7 A，電流紋波為15.8 mA，變換器效率為96.1%，符合設(shè)計(jì)要求；從圖13（b）看出，上下管的占空比分別為75.2%和24.6%，可見上下管為有死區(qū)互補(bǔ)導(dǎo)通，為同步整流。

圖13 Boost模式下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Experimental waveforms in Boost mode

4 結(jié)語

本文首先介紹了12+48 V輕混系統(tǒng)，并根據(jù)該系統(tǒng)的特點(diǎn)設(shè)計(jì)了一款雙向DC/DC，并制作了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的可行性。但在控制方案的軟開關(guān)等問題方面還有待深入研究。

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