薛 堯，楊曉峰，陳博偉，林智欽，鄭瓊林

（北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，北京 100044）

基于電壓源換流器的直流輸電VSC-HVDC（voltage source converter based high voltage direct current）作為新一代的直流輸電技術(shù)，在大規(guī)模電力傳輸、新能源發(fā)電并網(wǎng)等領(lǐng)域具有廣泛應(yīng)用前景[1-3]。VSC是直流輸電技術(shù)的核心部分，模塊化多電平換流器MMC（modular multilevel converter）具有高度模塊化、等效開關(guān)頻率高和輸出諧波特性好等優(yōu)勢，是直流輸電技術(shù)換流器的首選方案[4-7]。

基于半橋子模塊HBSM（half bridge sub-module）的典型MMC結(jié)構(gòu)不具備直流側(cè)故障穿越能力。目前實(shí)際工程中處理直流側(cè)短路故障，多采用交流斷路器切斷交、直流網(wǎng)絡(luò)連接的方法[8-9]。然而該方法響應(yīng)時(shí)間較長，造成故障電流過大，對系統(tǒng)器件要求較高，提高了系統(tǒng)造價(jià)。德國學(xué)者M(jìn)arqurat于2010年和2011年相繼提出全橋子模塊FBSM（full bridge sub-module）結(jié)構(gòu)和箝位雙子模塊CDSM（cl-amping double sub-module）結(jié)構(gòu)[10-11]。文獻(xiàn)[12-15]在對FBSM結(jié)構(gòu)進(jìn)行簡化的基礎(chǔ)上，研究單極全橋子模塊結(jié)構(gòu)UFBSM（unipolar full-bridge sub-module）。與典型的HB-MMC相比，F(xiàn)B-MMC、CD-MMC及UFBMMC都具有直流側(cè)故障穿越能力，但都增加了額外的元器件，增大了子模塊體積和造價(jià)。

針對具備直流側(cè)故障穿越能力的新型子模塊使用元器件數(shù)量多的問題，文獻(xiàn)[14]提出了由HBSM和新型子模塊混合級聯(lián)，得到子模塊混合型模塊化多電平換流器HMMC（hybrid MMC）的方案，由此獲得最佳的經(jīng)濟(jì)效益。

本文分析了UFBSM的故障機(jī)理，在此基礎(chǔ)上提出了改進(jìn)型的單極全橋子模塊MUFBSM（modified unipolar full-bridge sub-module）結(jié)構(gòu)。相比UFBSM結(jié)構(gòu)，MUFPSM結(jié)構(gòu)在二極管支路添加了一個(gè)串聯(lián)電阻，其具有以下特性：①正常工作狀態(tài)下，串聯(lián)電阻沒有電流通過，子模塊不產(chǎn)生額外的損耗；②閉鎖狀態(tài)下，串聯(lián)電阻接入故障電流通路，加快了故障電流清除速度，降低了子模塊電容電壓上升幅值。Matlab/ Simulink的仿真結(jié)果驗(yàn)證了MUFBSM的有效性。

1 單極全橋子模塊

1.1 單極全橋子模塊結(jié)構(gòu)

如圖1所示，UFBSM是在FBSM的基礎(chǔ)上去掉1個(gè)IGBT（T3）構(gòu)成的，其中USM為子模塊端口電壓，iSM為子模塊端口電流，UC為子模塊電容電壓，方向如圖中所示。UFBSM在正常工作狀態(tài)下，T4持續(xù)導(dǎo)通，D3承受反向電壓保持關(guān)斷，T1、T2交替導(dǎo)通使子模塊輸出0和UC兩種電平。

圖1 FBSM與UFBSM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topologies of FBSM and UFBSM

當(dāng)發(fā)生故障時(shí)，UFBSM關(guān)閉所有的IGBT，進(jìn)入閉鎖狀態(tài)。此時(shí)UFBSM在故障電流回路中提供反電勢，具備故障電流的雙向阻斷能力，其閉鎖狀態(tài)下電流通路如圖2所示。UFBSM的工作狀態(tài)如表1所示。

圖2 UFBSM閉鎖狀態(tài)電流通路Fig.2 Current paths of UFBSM in a blocking state

表1 UFBSM開關(guān)狀態(tài)Tab.1 Switching states of UFBSM

與FBSM相比，UFBSM節(jié)省了1個(gè)IGBT（T3），在投資成本和子模塊體積上有優(yōu)勢；但UFBSM正常工作時(shí)不能輸出-UC電平，因此UFB-MMC僅適用于AC/DC或DC/AC場合。

1.2 單極全橋子模塊混合型MMC

盡管UFB-MMC能夠穿越直流故障，但仍存在不足之處：與HB-MMC相比，UFB-MMC額外增加了較多的元器件，增加了運(yùn)行損耗和投資成本。針對這一問題，提出了基于HBSM和UFBSM的混合型MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖3所示，稱為UFB-HMMC。

UFB-HMMC的單個(gè)橋臂包括橋臂電感L、n個(gè)HBSM和m個(gè)UFBSM，在保證系統(tǒng)直流故障穿越能力的前提下，減少了器件數(shù)量并降低了運(yùn)行損耗。其中n和m的數(shù)量滿足以下原則：①單個(gè)橋臂內(nèi)所有子模塊投入所產(chǎn)生的橋臂電勢大于等于網(wǎng)側(cè)線電壓；②閉鎖后，所有子模塊在相間回路內(nèi)提供的反電勢大于網(wǎng)側(cè)線電壓。分別表示為

圖3 UFB-HMMC橋臂結(jié)構(gòu)Fig.3 Arm topology of UFB-HMMC

式中：N為單個(gè)橋臂子模塊總數(shù)；UL為系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)線電壓。

綜上所述，UFB-HMMC的每個(gè)橋臂選取N/2個(gè)UFBSM即可以保證阻斷直流故障。

對UFB-HMMC的故障機(jī)理進(jìn)行分析前設(shè)定以下時(shí)間節(jié)點(diǎn)：T0時(shí)刻，發(fā)生直流側(cè)雙極短路故障，在此之前系統(tǒng)正常運(yùn)行；T1時(shí)刻，MMC系統(tǒng)進(jìn)入閉鎖狀態(tài)；T2時(shí)刻，故障清除，故障電流降為0。

T0～T1時(shí)段：系統(tǒng)發(fā)生直流側(cè)雙極短路故障，故障電流存在2個(gè)通路：直流電容放電通路和交流側(cè)饋能通路。其故障等效電路如圖4所示，其中Rfault為直流側(cè)故障等效電阻，isc為橋臂故障電流。

圖4 T0～T1時(shí)段UFB-HMMC故障等效電路Fig.4 Fault equivalent circuit of UFB-HMMC in the time interval of T0～T1

T1～T2時(shí)段：系統(tǒng)檢測到直流側(cè)故障，封鎖所有IGBT的觸發(fā)信號(hào)，進(jìn)入閉鎖狀態(tài)。此時(shí)，HBSM旁路，UFBSM在故障回路中提供反電勢，由于該時(shí)段內(nèi)相間回路的反電勢大于網(wǎng)側(cè)線電壓，因此交流饋能的影響十分有限，可以忽略。因此該時(shí)段內(nèi)故障電流通路的等效電路如圖5所示，其中二極管D為單個(gè)橋臂的等效二極管。

圖5 T1～T2時(shí)段UFB-HMMC故障等效電路Fig.5 Fault equivalent circuit of UFB-HMMC in the time interval of T1～T2

圖5中，橋臂故障電流對UFBSM電容充電，電流降為0后，受二極管影響電容不會(huì)放電。該階段橋臂故障電流為

由式（2）可以看出，故障等效電阻Rfault增大時(shí)，橋臂故障電流isc的時(shí)間常數(shù)τ減小，故障電流的衰減速度加快。

2 改進(jìn)型單極全橋子模塊

2.1 改進(jìn)型單極全橋子模塊結(jié)構(gòu)

本文提出了一種改進(jìn)型單極全橋子模塊MUFBSM（modified unipolar full bridge sub module）結(jié)構(gòu)，如圖6所示，其電流通路如圖7所示。

正常工況下，MUFBSM與UFBSM的工作模態(tài)一致，即T4持續(xù)導(dǎo)通，通過控制T1、T2交替導(dǎo)通使子模塊在橋臂中投入或切除。如圖7（a）、（b）所示，在正常工況時(shí)，MUFBSM的D3承受反向電壓保持關(guān)斷，單個(gè)串聯(lián)電阻RS沒有電流通過，因此不會(huì)產(chǎn)生額外損耗。

圖6 MUFBSM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.6 Topology of MUFBSM

圖7 MUFBSM電流通路Fig.7 Current paths of MUFBSM

如圖7（c）所示，當(dāng)系統(tǒng)發(fā)生直流側(cè)故障并進(jìn)入閉鎖狀態(tài)后，故障電流通過二極管支路向子模塊電容充電，MUFBSM的串聯(lián)電阻RS接入故障電流回路中。

2.2 改進(jìn)型單極全橋子模塊結(jié)構(gòu)

本文提出的基于改進(jìn)型單極全橋子模塊的混合型模塊化多電平換流器MUFBSM-HMMC（hybrid MMC based on modified unipolar full bridge sub module）結(jié)構(gòu)如圖8所示，每個(gè)橋臂由n個(gè)HBSM、m個(gè)MUFBSM和橋臂電感L組成，n與m同樣需滿足式（1）的關(guān)系。

圖8 MUFBSM-HMMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.8 Topology of MUFBSM-HMMC

在各項(xiàng)元件參數(shù)相同的前提下，正常工作時(shí)MUFBSM與UFBSM的工作特性相同，因此當(dāng)MUFBSM-HMMC發(fā)生直流側(cè)故障但并未進(jìn)入閉鎖狀態(tài)時(shí)，其故障特性與UFB-HMMC一致，如第1節(jié)中T0～T1時(shí)段所描述。當(dāng)系統(tǒng)進(jìn)入閉鎖狀態(tài)后，MUFBSM的串聯(lián)電阻RS接入故障電流回路，此時(shí)系統(tǒng)的單相故障等效電路如圖9所示。

圖9 MUFBSM-HMMC閉鎖后故障等效電路Fig.9 Fault equivalent circuit of MUFBSM-HMMC in blocking state

MUFBSM-HMMC閉鎖期間，橋臂故障電流為

單個(gè)串聯(lián)電阻RS的功率、消耗能量ER和T4管承受的最大反向電壓UT4_max表示為

根據(jù)能量守恒定律，子模塊電容電壓UC的變化關(guān)系為

MUFBSM故障閉鎖后，RS接入故障電流通路，增強(qiáng)了故障通路的阻尼效果，使故障電流迅速下降為0；在系統(tǒng)閉鎖期間，串聯(lián)電阻RS會(huì)消耗部分系統(tǒng)儲(chǔ)存能量，降低MUFBSM電容電壓的上升幅值。

RS的選取應(yīng)當(dāng)參考以下因素：①T4管耐壓要求：RS取值增大時(shí)，T4管承受的最大反向電壓UT4_max會(huì)升高；②耗散能量要求：若耗散能量過大，電阻發(fā)熱嚴(yán)重，會(huì)影響子模塊散熱，若耗散能量太小，子模塊電容電壓上升幅值較大；③故障電流清除速度要求：RS影響故障電流清除速度。

3 仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證MUFBSM的技術(shù)可行性，在Matlab/ Simulink環(huán)境下搭建了UFBSM和MUFBSM子模塊混合型MMC的3相9電平模型。部分仿真參數(shù)如下：直流側(cè)電壓為7.5 kV；子模塊電容為5 600 μF；橋臂電感為20 mH；故障等效電阻為1 mΩ。設(shè)定仿真時(shí)間在0.40 s時(shí)發(fā)生直流側(cè)雙極短路故障，在0.401 s時(shí)系統(tǒng)檢測到故障并進(jìn)入閉鎖狀態(tài)。

當(dāng)MUFBSM的串聯(lián)電阻RS取不同值0、1、2、5、8、10 Ω時(shí)，故障清除時(shí)間tc、子模塊電容電壓上升幅值ΔUC、串聯(lián)電阻消耗能量ER、T4管承受的最大電壓UT4_max的對比如圖10所示。

圖10 RS取值分析Fig.10 Evaluation on values of RS

一定范圍內(nèi)，RS增大，閉鎖后的系統(tǒng)阻尼特性增強(qiáng)，故障清除速度加快；串聯(lián)電阻消耗能量增加，子模塊電容電壓上升幅值減??；但RS增大，同時(shí)會(huì)造成T4管承受最大電壓上升，提高了對T4管的耐壓要求。

在本文仿真條件下，綜合考慮RS對故障清除時(shí)間tc、子模塊電容電壓上升幅值ΔUC、串聯(lián)電阻消耗能量ER、T4管承受的最大電壓UT4_max的影響，選取MUFBSM串聯(lián)電阻RS為5 Ω。

圖 11和圖 12分別為 RS取 5 Ω時(shí)，MUFBHMMC與UFB-HMMC的直流側(cè)電流和子模塊電容電壓對比波形。由圖可以看出，相比UFB-HMMC，MUFB-HMMC的故障清除時(shí)間tc下降了約60%，子模塊電容電壓上升幅值ΔUC下降了約75%。

圖11 直流側(cè)電流Fig.11 Current on DC bus

圖12 子模塊電容電壓Fig.12 Capacitor voltage of sub-module

4 結(jié)論

本文分析了單極全橋子模塊及其子模塊混合型MMC的故障機(jī)理，在此基礎(chǔ)上提出了一種改進(jìn)型單極全橋子模塊結(jié)構(gòu)。通過理論分析和仿真驗(yàn)證得到以下結(jié)論：

（1）系統(tǒng)正常工作時(shí)，改進(jìn)型單極全橋子模塊不增加額外的損耗；

（2）系統(tǒng)發(fā)生直流側(cè)故障并閉鎖后，串聯(lián)電阻接入故障電流通路，能夠大幅減小故障清除時(shí)間，降低子模塊電容電壓上升幅值；

（3）串聯(lián)電阻的取值會(huì)影響系統(tǒng)的故障清除時(shí)間、子模塊電容電壓上升幅值、串聯(lián)電阻消耗能量、T4管承受的最大反向電壓值，因此其取值范圍受上述因素制約。

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