王少石 官科 林雪 何丹萍 費(fèi)丹 黃邦彥 李廣愷 王龍河 艾渤

(1. 北京交通大學(xué) 軌道交通控制與安全國家重點(diǎn)實(shí)驗室,北京 100044;2. 北京市高速鐵路寬帶移動通信工程技術(shù)研究中心,北京 100044)

引 言

第五代(5G)移動通信技術(shù)一直是研究的熱點(diǎn),2015年6月,國際電信聯(lián)盟(International Telecommunication Union, ITU)明確了5G移動通信系統(tǒng)的總體愿景,由“主要應(yīng)用場景”和“一組能力指標(biāo)”共同定義[1]. ITU研究表明,未來頻譜需求的缺口將高達(dá)1 GHz左右[2],可見5G未來的頻譜資源依然短缺,還需尋求開發(fā)更多的頻譜資源[3-4]. 我國的IMT-2020 (5G)推進(jìn)組率先提出了未來頻譜的使用計劃[5],其中,低頻段(6 GHz以下)仍然是5G的核心頻段,且明確3.3～3.6 GHz為5G的試驗頻段,并在2017 年之前完成相關(guān)頻段的試驗工作.

憑借具有200 MHz連續(xù)頻譜的豐富帶寬資源,3.5 GHz頻段已成為全球的熱點(diǎn)頻率. 美國、英國、日本和澳大利亞等國家已經(jīng)于2016年啟動了承4G、繼5G,3.5 GHz頻段的研究和商用工作[6]. 2017年3月,為快速構(gòu)建我國主推的3.5 GHz低頻段產(chǎn)業(yè)優(yōu)勢,中國移動前期積極開展了面向3.5 GHz頻段的技術(shù)研究、標(biāo)準(zhǔn)制定以及產(chǎn)業(yè)聯(lián)合研發(fā)[7]. 對業(yè)內(nèi)首次基于5G基站覆蓋能力的測試,大唐采用了大規(guī)模天線技術(shù),在3.5 GHz頻段保持100 Mbit/s的下載速率同時,覆蓋距離超過2 km[8]. 2017年6月, 工信部擬在3.3～3.6 GHz和4.8～5 GHz兩個頻段上部署5G并發(fā)布征求意見稿. 由此可見,政策的指導(dǎo)可以使3.5 GHz試驗頻段的研究方向更加明確.

信道特性分析對5G系統(tǒng)設(shè)計和性能評估的意義重大,充分掌握無線信道的特性,可以為運(yùn)營商提供較為準(zhǔn)確的理論依據(jù). 因此,對這些頻段的信道特征進(jìn)行重新考量和深入研究是很有必要的. 獲取無線信道特性最為直接而精確的方法就是信道測量[9]. Jinhyung Oh[10]等測量了Dunsan-dong市區(qū)和ETRI郊區(qū)的3.5 GHz無線實(shí)時信道,并分析了路徑損耗、時延擴(kuò)展和信道容量等參數(shù)特性. Fusheng Huang[11]等給出了3.5 GHz和6 GHz城市微小區(qū)環(huán)境的視距和非視距下的無線信道特性. Sun Kun[12]等提出了2.3 GHz、2.6 GHz和3.5 GHz典型城市郊區(qū)環(huán)境下的經(jīng)驗路徑損耗模型.

然而,3.5 GHz頻段的信道測量應(yīng)用于車聯(lián)網(wǎng)環(huán)境的研究成果較少. 目前,歐美國家采用的專用短程通信(Dedicated Short Range Communication, DSRC)技術(shù)以IEEE 802.11p標(biāo)準(zhǔn)為基礎(chǔ),且專屬無線頻率是5.9 GHz頻段內(nèi)的75 MHz頻譜[13-14],主要應(yīng)用在車聯(lián)網(wǎng)環(huán)境中. 中國于2016年開展車聯(lián)網(wǎng)頻率規(guī)劃研究,并于2017年6月發(fā)布征求意見稿[15]. 因此,本文基于3.5 GHz的車聯(lián)網(wǎng)研究工作將有助于未來5G車聯(lián)網(wǎng)系統(tǒng)的設(shè)計和性能評估.

基于上述分析,本文采用了基于矢量信號發(fā)生器和矢量信號分析儀搭建的頻域信道測量平臺,在城市郊區(qū)環(huán)境下對3.5 GHz頻段進(jìn)行了車聯(lián)網(wǎng)場景的信道測量和仿真對比分析. 首先介紹了基于電波傳播的信道測量原理,隨后描述了測量系統(tǒng)、場景和路線,以及測量數(shù)據(jù)和仿真數(shù)據(jù)的對比,最后基于路徑損耗模型進(jìn)行對比分析并得出結(jié)論.

1 測量原理

1.1 移動電波傳播原理概述

無線通信系統(tǒng)的性能主要受到移動無線信道的制約,無線信道是連接發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的媒介.多徑效應(yīng),即從發(fā)射機(jī)到接收機(jī)存在多條路徑,信號在傳播過程中,可能經(jīng)過反射、繞射或散射,這也是無線信道和有線信道的區(qū)別所在. 另外,各徑上相位的快速變化將造成劇烈的干涉現(xiàn)象,從而導(dǎo)致接收信號強(qiáng)度發(fā)生變化而引起多徑衰落[16].

移動無線信號的小尺度變化與無線信道的沖激響應(yīng)直接相關(guān),信道沖激響應(yīng)(Channel Impulse Response, CIR)涵蓋了所有用于模擬和分析信道的無線電傳播信息[17]. 假設(shè)CIR具有時不變性,則其模型可以簡化為

(1)

式中:ai表示振幅;τ表示附加時延;θ表示附加相移;N為等間隔多徑分量的最大數(shù)目.

對小尺度信道建模時,定義CIR幅度平方的平均值為功率延遲分布(Power Delay Profile, PDP),用于描述不同時延下接收信號的功率分配[18],如式(2)所示:

(2)

關(guān)于大尺度衰落,使用經(jīng)典的對數(shù)距離線性函數(shù)擬合路徑損耗[19],以dB為單位的平均路徑損耗模型如下:

(3)

1.2 頻域信道測量原理

對于統(tǒng)計信道模型,要通過大量的信道測量來獲取參考值,而對于確定性模型,則必須通過理論數(shù)據(jù)與實(shí)際測量數(shù)據(jù)的對比來預(yù)測質(zhì)量. 由于多徑效應(yīng)在小尺度衰落方面的重要性,因此,在進(jìn)行傳播測量時采用的是寬帶信道測量技術(shù). 常見的無線信道測量方法有周期脈沖探測法、濾波器技術(shù)和擴(kuò)頻相關(guān)法[20].由于頻域和時域存在著對應(yīng)關(guān)系,在頻域內(nèi)測量無線信道的CIR是完全可能的. 本文采用的測量方法即頻域信道探測,矢量信號源的發(fā)射端發(fā)出某一頻率的信號,經(jīng)無線傳輸后,送至矢量信號分析儀的接收端. 利用信道頻率響應(yīng)對應(yīng)在該頻點(diǎn)的相位和幅值,在測量頻帶內(nèi)重復(fù)上述過程,即得到信道頻率響應(yīng),經(jīng)過傅里葉反變換,最終得到信道的時域沖激響應(yīng). 頻域信道測量法實(shí)現(xiàn)簡單,正比于頻率步進(jìn)的間隔且受測量設(shè)備非線性的影響較小,可使測量成本降低. 另外,頻域測量系統(tǒng)由于信噪比更高的緣故,使得高分辨率信道測量經(jīng)常采用頻域測量法[21].

2 測量系統(tǒng)和場景

2.1 測量設(shè)備

基于頻域信道探測法搭建的信號源-頻譜儀測量系統(tǒng),發(fā)射端通過控制PC生成多載波信號,再通過時域到頻域的轉(zhuǎn)換把多載波信號轉(zhuǎn)變成有規(guī)則的矩形脈沖信號. 但是考慮到功率放大器的非線性影響,要對發(fā)射機(jī)的生成信號進(jìn)行補(bǔ)償,這樣經(jīng)過功率放大器就能得到不失真的信號. 發(fā)射端的NI PXIe-5673E模塊將原始信號通過100 MHz 帶寬輸出,功率放大器將原始信號的功率放大至41 dBm左右并輸出. 接收端的NI PXIe-5668模塊利用寬帶矢量信號分析儀對接收信號進(jìn)行實(shí)時采集. 考慮到存儲數(shù)據(jù)較大,故先對實(shí)測數(shù)據(jù)進(jìn)行模塊讀取,然后再經(jīng)過磁盤陣列存儲以完成對實(shí)測數(shù)據(jù)的保存. 信道測量的主體結(jié)構(gòu)如圖1所示. 關(guān)于收發(fā)端的天線配置如表1所示,天線仿真的方向圖如圖2和圖3所示,另外收發(fā)端天線屬于單輸入單輸出(Single-Input Single-Output, SISO) 系統(tǒng).

圖1 車聯(lián)網(wǎng)信道測量的主體框架圖

天線架設(shè)高度/m水平波瓣/(°)垂直波瓣/(°)工作頻段/GHz增益/dBi方向角/(°)下傾角/(°)板狀定向天線Tx2.559073.4～3.717東偏北8010雙錐全向天線Rx1.88360-2.0～180--

圖2 板狀定向天線圖

圖3 雙錐全向天線圖

本次測試的中心頻率為3.5 GHz,基帶采樣速率為125 MHz,采樣頻點(diǎn)數(shù)為1 024. 考慮到理想低通濾波器的物理不可實(shí)現(xiàn),為保證抽樣不失真,設(shè)置基帶采樣速率的0.8倍即為帶寬,測量帶寬為100 MHz. 可以推導(dǎo)出子載波間隔為0.12 MHz,最大多徑時延為8.19 μs,多徑分辨率為8 ns,從而得出可支持的移動臺最高速度為6 277 km/h. 由此可知,該測試系統(tǒng)完全滿足高速移動的條件和需求. 該系統(tǒng)連接簡單、頻點(diǎn)可配置、測量時間短,可根據(jù)需求進(jìn)行車載測試.

2.2 測量場景和路線

選擇北京市海淀區(qū)中關(guān)村翠湖科技園云中心高里掌路作為測量區(qū)域,該地區(qū)屬于典型的城市郊區(qū)環(huán)境. 測量道路平坦且環(huán)境空曠,路兩側(cè)為低層建筑物,行人少且車輛少,即滿足測量的車對車場景需求. 因此,該區(qū)域基本滿足在發(fā)射機(jī)和接受機(jī)之間存在視距路徑的條件. 測量場景的衛(wèi)星圖如圖4所示,標(biāo)定黃色六角星即為發(fā)射機(jī)位置,圖示紅色箭頭方向規(guī)定為接收機(jī)運(yùn)動正方向,與箭頭相反的方向即為接收機(jī)運(yùn)動反方向. 路線1和路線2距離分別約為210 m、340 m,接收機(jī)(汽車)沿著圖4中所示路線以70 km/h的速度來回行駛. 信道測量的天線實(shí)景圖如圖5所示.

圖4 測量場景的衛(wèi)星圖

圖5 收發(fā)端實(shí)測天線圖

2.3 收發(fā)端數(shù)據(jù)的存儲和分析

測量數(shù)據(jù)存儲格式為dat,每個dat文件中含有6 000個接收信號的同相分量和正交分量信息.因此,要把dat文件預(yù)處理成只含有同相分量(In-phase Component, IC)和正交分量(Quadrature Component, QC)信息的mat格式. dat文件前3個數(shù)類型為double型64位,依次是“采樣間隔”、“直流偏移”、“縮放因子”,剩下的即為IQ原始數(shù)據(jù),直接與縮放因子相乘即能提取相互交替的IQ原始數(shù)據(jù). 存儲接收信號的dat文件同時記錄了由GPS定位得到的接收機(jī)移動過程中的經(jīng)緯度信息,將文件中的經(jīng)緯度信息提取出來可以在5～10 m精度范圍內(nèi)還原出接收機(jī)的移動軌跡.

根據(jù)無線信道的可辨識性可知,接收機(jī)要滿足時域的奈奎斯特定理[22],即要以足夠快的速率對接收信號進(jìn)行采樣,每個CIR可觀察的時延約為8.19

μs,滿足采樣要求. 通過頻域濾波(漢寧窗函數(shù))進(jìn)一步得到有效的參考信號函數(shù)X(f)和實(shí)測信號函數(shù)Y(f),兩者相除即得到信道傳輸函數(shù)H(f):

H(f)=Y(f)/X(f)．

(4)

由于所提供的參考信號經(jīng)過了功率放大器,因此由式(4)計算得到的信道傳輸函數(shù)H(f)所表征的信道信息實(shí)際包含了信道以及收發(fā)端天線增益,再通過傅里葉反變換即得到原始的CIR. 經(jīng)頻域濾波后,每個dat文件里的所有CIR均保留了821個有效頻點(diǎn),根據(jù)式(2)即可得到整個運(yùn)動路線的PDP. 如圖6所示,取一段處于噪聲水平的PDP,在求取其平均功率值(門限值)的基礎(chǔ)上加6 dB即為最佳門限值[23],圖中紅線以下的PDP全部去除即可. 考慮到本次測量沒有絕對時延,只有相對時延,且前半段時延坐標(biāo)近3 000 ns,很明顯不合理,因此要把時延3 000 ns以前的部分去除以截取最佳的PDP數(shù)組. 以汽車正向行駛的路線1和2為例,為方便該場景后期的數(shù)據(jù)處理,每個dat文件每隔1 000個CIR取1個完整的CIR,由MATLAB生成1個821×4 080的CIR數(shù)組.

圖6 單個CIR的功率時延譜

3 信道仿真和對比分析

3.1 場景模型搭建

電波傳播的確定性建?；趥鞑C(jī)制的物理定律,通過追蹤每一條到達(dá)接收天線的射線,對各種傳播機(jī)理以及傳播環(huán)境的構(gòu)成成分進(jìn)行分析、闡釋、解構(gòu)與建構(gòu). 射線跟蹤方法是以電磁理論、幾何光學(xué)理論和幾何繞射理論為支撐,通過模擬射線(光線)的所有傳播路徑來確定電磁波傳播過程中各種傳播特性的一種方法[24]. 基于電磁理論計算路徑的傳播損耗;基于幾何光學(xué)理論來確定傳播過程中的反射、繞射和陰影等;而對于障礙物的繞射,通過引入繞射射線來補(bǔ)充幾何光學(xué)理論. 由于傳輸環(huán)境的復(fù)雜性,一般都會采用以射線跟蹤法為基本技術(shù)的確定性建模.

射線追蹤法主要有鏡像法、發(fā)射射線法等. 發(fā)射射線法計算量大、費(fèi)時,更適合于面狀覆蓋的移動通信場景. 鏡像法是一種點(diǎn)對點(diǎn)的預(yù)測方法,計算精度和預(yù)測效率較高,在軌道交通場景中應(yīng)用前景相對前者更為廣闊. 基于鏡像法和發(fā)射射線法形成了3D射線光學(xué)信道模型的確定性建模理論和方法,同時需要建立相對準(zhǔn)確的數(shù)據(jù)庫. 由北京交通大學(xué)自主研發(fā)的3D射線跟蹤仿真器,可以用于對不同場景和不同配置的信道進(jìn)行仿真. 仿真器可以追蹤計算在多徑信道下電磁波從發(fā)射端到接收端產(chǎn)生的各種類型的多徑信息,輸出空時頻域相關(guān)的仿真結(jié)果. 其中僅每條徑就可輸出11個參數(shù),包括徑的類型、反射階數(shù)、到達(dá)時間、傳輸距離、到達(dá)角和離開角等. 利用這些仿真結(jié)果,可以進(jìn)一步萃取出信道的大小尺度參數(shù),如接收功率、萊斯K因子、時延擴(kuò)展、多普勒擴(kuò)展、相干帶寬、相干時間和極化系數(shù)等.

關(guān)于射線跟蹤仿真器的建模流程,首先需要構(gòu)建與實(shí)際測量相一致的天線模型以及場景模型;其次對必要的仿真參數(shù)進(jìn)行配置,如中心頻率、帶寬、采樣間隔、收發(fā)機(jī)位置信息以及期望計算和觀察的多徑類型等;最后將包含必要輸入信息的文件轉(zhuǎn)換為仿真器內(nèi)核可識別的統(tǒng)一格式后,即可對多徑信道中的多徑進(jìn)行追蹤和計算.射線跟蹤仿真器需要一個與實(shí)際場景高度匹配的幾何模型輸入,為了與此次信道測量數(shù)據(jù)進(jìn)行對比,實(shí)現(xiàn)實(shí)測數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)的雙向驗證,本次利用Sketch Up軟件對測量場景進(jìn)行3D模型重建,進(jìn)而生成射線跟蹤仿真器可識別的json文件作為場景輸入. 根據(jù)實(shí)地調(diào)研獲取的場景整體特征信息以及建筑物尺寸、道路寬度等數(shù)據(jù),實(shí)現(xiàn)了測量場景的搭建. 重建的場景除了在幾何特征上要實(shí)現(xiàn)與實(shí)際環(huán)境最大程度的相似之外,各組成物體的表面材質(zhì)也需要與實(shí)際相切合,因為不同的材質(zhì)具有不同的介電常數(shù),在仿真過程中會對多徑的傳輸能量產(chǎn)生影響. 圖7為實(shí)地拍攝的測量場景圖,測量的路線圖參照圖4即可. 本次車聯(lián)網(wǎng)信道測量選取的場景較為開闊,建筑物分布規(guī)律且遮擋物較少,道路寬度為14 m,建筑物高度約為15～20 m,路段1樓間距為10 m,路段2樓間距為8 m. 在測量過程中可以保證收發(fā)機(jī)間存在一條穩(wěn)定的直射徑,圖8是根據(jù)實(shí)地采集的尺寸數(shù)據(jù)重建的測量場景模型圖.

圖7 測量實(shí)景圖

圖8 Sketch Up場景模型搭建圖

3.2 仿真參數(shù)配置

關(guān)于收發(fā)端的天線模型搭建,參照實(shí)際測量天線的設(shè)置參數(shù)生成仿真所用的天線json文件作為射線跟蹤仿真器天線模型輸入. 根據(jù)2.1節(jié)表1提供的天線配置參數(shù),使用計算機(jī)仿真技術(shù)(Computer Simulation Technology, CST)微波工作室[25]的軟件對收發(fā)端天線進(jìn)行仿真功率的計算. 關(guān)于發(fā)射端的板狀定向天線的仿真分析,最大輻射方向為x軸方向,最大增益為16.93 dBi,此天線屬于雙極化天線. 關(guān)于接收端的雙錐全向天線的仿真分析,z軸為雙錐天線的對稱軸,最大輻射方向為xy軸方向球面法線外方向,最大方向性增益為2.90 dBi,極化方向為θ方向,φ方向最大增益小于-36.91 dBi.

關(guān)于本次車聯(lián)網(wǎng)信道測量的環(huán)境搭建,射線跟蹤仿真器需要設(shè)置必要的參數(shù)輸入,如中心頻率、帶寬、收發(fā)機(jī)位置等信息.為了方便實(shí)測數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)的對比,仿真器的參數(shù)配置按照測量方案進(jìn)行配置,表2所示為發(fā)射端采用板狀定向天線和接收端采用雙錐全向天線的仿真參數(shù)配置,在這種配置下

分別進(jìn)行了收發(fā)機(jī)位置固定.接收機(jī)沿測量方案所設(shè)計的移動路徑方式(即為路線2)進(jìn)行仿真建模,如圖8所示,并與實(shí)測數(shù)據(jù)進(jìn)行對比.

表2 仿真參數(shù)配置

3.3 定點(diǎn)測量數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)對比及仿真器校正

測量獲取了8個定點(diǎn)位置下的信道測量數(shù)據(jù),通過實(shí)測結(jié)果和仿真結(jié)果的對比,可以實(shí)現(xiàn)對仿真器輸入場景模型的幾何校正以及場景模型中所使用到的材料的參數(shù)校正. 利用Sketch Up軟件搭建的場景模型與實(shí)際測量環(huán)境會存在位置和距離上的誤差. 測量與仿真中設(shè)置的信道帶寬均為100 MHz,電磁波以光速進(jìn)行傳播,因此若位置和距離上的誤差大于3 m,實(shí)測提取多徑時延與仿真得到的多徑時延就會產(chǎn)生偏差. 以此為標(biāo)準(zhǔn)對實(shí)測數(shù)據(jù)和仿真數(shù)據(jù)的多徑時延進(jìn)行對比,調(diào)整仿真器輸入場景模型以實(shí)現(xiàn)場景模型幾何誤差在3 m之內(nèi).

通信環(huán)境中反射體表面材質(zhì)的電磁參數(shù)會影響電磁波到達(dá)接收端的能量,因此,若仿真器采用的材料庫中各材料的電磁參數(shù)與實(shí)際測量環(huán)境中所涉及材質(zhì)的電磁參數(shù)不符,會導(dǎo)致實(shí)測結(jié)果與仿真結(jié)果的能量上產(chǎn)生差別. 通過在合理范圍內(nèi)修改射線跟蹤仿真器材料庫中材料的電磁參數(shù)使仿真數(shù)據(jù)與實(shí)測數(shù)據(jù)相對應(yīng),實(shí)現(xiàn)仿真器材料參數(shù)校正. 下面以兩個定點(diǎn)位置為例進(jìn)行對比和校正. 另外,以下章節(jié)的時延均為相對時延.

3.3.1 場景一

第一個定點(diǎn)位置測量中收發(fā)機(jī)間的水平距離約為67 m,如圖9所示,仿真場景標(biāo)識了收發(fā)機(jī)的位置以及仿真器追蹤到的多徑.

圖9 第1組定點(diǎn)收發(fā)機(jī)位置以及仿真追蹤的多徑

通常直射徑和反射徑是接收信號能量的主要貢獻(xiàn)成分,同時考慮到散射徑在全部觀察時延范圍內(nèi)均有分布,若對比時考慮散射徑則不易分辨主要多徑成分,因此在進(jìn)行幾何校正時只考慮主要多徑成分的對比. 首先是對于實(shí)測數(shù)據(jù)的多徑提取,根據(jù)帕塞瓦爾定理,得到參考信號功率為22.07 dBm.

圖10(a)是根據(jù)實(shí)測數(shù)據(jù)繪制的CIR曲線.圖10(b)是實(shí)測數(shù)據(jù)中提取主要多徑成分的方法,即提取出CIR曲線中閾值之上的峰值和凸起值作為主要可分辨多徑,這里將反射徑定為信道中的主要多徑成分,而且為接收能量的主要貢獻(xiàn)者. 圖10(c)為按照圖10(b)中所示的方法提取的多徑及對應(yīng)時延,可見在100 ns內(nèi)的多徑的能量比較顯著.因此圖10(d)截取了100 ns之內(nèi)的主要多徑成分以供與后面的仿真數(shù)據(jù)進(jìn)行對比.

關(guān)于射線跟蹤仿真器輸出多徑的合并,射線跟蹤仿真器可以計算得到每條多徑的傳輸時間以及功率.為了與實(shí)測結(jié)果對應(yīng),需要對多徑進(jìn)行合并,如圖11(a)為仿真器輸出多徑及時延,圖11(b)為根據(jù)時間分辨率合并得到的多徑及時延.

(a) 實(shí)測CIR曲線 (b) 實(shí)測數(shù)據(jù)多徑提取方法

(c) 實(shí)測數(shù)據(jù)多徑提取結(jié)果 (d) 100 ns內(nèi)的實(shí)測多徑圖10 實(shí)測數(shù)據(jù)反射徑提取

(a) 多徑輸出 (b) 多徑合并圖11 射線跟蹤仿真器多徑輸出及合并

圖12(a)為仿真器校正前的對比結(jié)果,可見在時延和功率上存在明顯差異.圖12(b)為進(jìn)行了幾何校正后的對比結(jié)果,100 ns內(nèi)的多徑在時延上完全吻合,但在功率值上存在差別. 圖12(c)為完成幾何校正和材料參數(shù)校正后的對比結(jié)果,從圖中可以看出實(shí)測數(shù)據(jù)和仿真數(shù)據(jù)在時延和功率上均可對應(yīng),兩組數(shù)據(jù)的平均絕對誤差為0.45 dB,標(biāo)準(zhǔn)偏差為0.23 dB. 圖13為100 ns內(nèi)沒有設(shè)置閾值所有多徑成分的對比,計算得到實(shí)測數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)的平均絕對誤差為4.27 dB,標(biāo)準(zhǔn)差為4.48 dB.

(a) 校正前仿真與實(shí)測對比

(b) 幾何校正后仿真與實(shí)測對比

(c) 幾何和材料參數(shù)校正后仿真與實(shí)測對比圖12 仿真器校正對比圖

圖13 實(shí)測多徑和仿真多徑對比圖

3.3.2 場景二

第二個定點(diǎn)位置測量中收發(fā)機(jī)間的水平距離約為100.50 m,圖14所示為場景二收發(fā)機(jī)部署及追蹤的多徑. 利用場景一校正得到的場景模型和材料庫對場景二進(jìn)行仿真,得到的對比結(jié)果如圖15(a)所示. 由于場景二中存在一部分反射體在場景一中沒有被校正,因此主要多徑在時延和能量上存在差別,進(jìn)而對未被校正的建筑物進(jìn)行位置校正,得到如圖15(b)所示的對比圖,計算得到的平均絕對誤差為1.73 dB,標(biāo)準(zhǔn)差為1.58 dB. 圖16為100 ns內(nèi)沒有設(shè)置閾值全部多徑成分的對比結(jié)果,平均絕對誤差為4.90 dB,標(biāo)準(zhǔn)差6.05 dB.

圖14 第2組定點(diǎn)收發(fā)機(jī)位置以及仿真追蹤的多徑

(a) 幾何校正前對比 (b) 幾何校正后對比圖15 場景二實(shí)測多徑與仿真多徑對比圖

圖16 100 ns內(nèi)全部多徑成分的對比結(jié)果

3.4 動態(tài)測量數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)對比及參數(shù)分析

選取正向路線2中汽車行駛的一段動態(tài)測量數(shù)據(jù),以相同的配置進(jìn)行仿真,通過對幾何場景和材料參數(shù)校正,進(jìn)行動態(tài)實(shí)測數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)的對比.

根據(jù)式(3),可以計算出實(shí)測和仿真兩組數(shù)據(jù)的路徑損耗(近地參考距離d0設(shè)置為1 m),圖17為實(shí)測和仿真的路徑損耗擬合曲線．?dāng)M合得到的路損系數(shù)及陰影衰落標(biāo)準(zhǔn)差和仿真相對于實(shí)測的相對誤差如表3所示,相對于測量場景而言,仿真和測量的路徑損耗系數(shù)差值為0.12,相對誤差為6.4%,陰影衰落標(biāo)準(zhǔn)差的差值為0.29 dB,相對誤差為5.6%,從而有效地證明了校正后的仿真器在信道仿真中的

圖17 路徑損耗曲線及擬合曲線

精確度. 由于多徑的影響,測量與仿真的路損系數(shù)均低于自由空間路損系數(shù)2. 同時,文獻(xiàn)[26]在城市郊區(qū)場景下5.9 GHz 車聯(lián)網(wǎng)信道測量的路損參數(shù)如表3所示,以此和本文的3.5 GHz城市郊區(qū)場景下的車聯(lián)網(wǎng)信道測量數(shù)據(jù)對比,由此發(fā)現(xiàn)5.9 GHz的路損參數(shù)比3.5 GHz要小,由此也驗證了本文工作的必要性.

表3 路徑損耗擬合參數(shù)對比

4 結(jié) 論

本文主要完成了3.5 GHz車聯(lián)網(wǎng)信道測量、信道仿真以及與實(shí)測數(shù)據(jù)進(jìn)行對比的工作.得到的結(jié)論如下:

1) 關(guān)于信道測量:車聯(lián)網(wǎng)通信是當(dāng)前5G研究的熱點(diǎn)問題,需滿足測量環(huán)境是動態(tài)環(huán)境、車輛高速移動和相對低的收發(fā)天線高度等條件.在“V-to-X”場景下開展3.5 GHz信道的研究工作,選擇城市郊區(qū)街道環(huán)境和利用頻域信道測量法對信道進(jìn)行測量. 分析結(jié)果表明:3.5 GHz 頻段在城市郊區(qū)環(huán)境中具有良好的傳播特性. 在測量的中心頻段上,這是本文與以往5.9 GHz車聯(lián)網(wǎng)研究工作的不同之處．

2) 關(guān)于信道的仿真對比分析:以正向路線2測量場景所得到的數(shù)據(jù)為例,根據(jù)射線跟蹤器的仿真流程,首先按照實(shí)際測量環(huán)境進(jìn)行了場景模型搭建以及天線模型的構(gòu)建. 其次遵照測量的基本參數(shù)對仿真器的參數(shù)等信息進(jìn)行設(shè)置. 由于場景模型的重建會存在距離和位置上的誤差,因此根據(jù)定點(diǎn)測量數(shù)據(jù)對仿真器輸入的幾何模型進(jìn)行了校正. 此外,環(huán)境中反散射體表面材料的介電常數(shù)會影響多徑的能量差別,在進(jìn)行幾何校正后根據(jù)多徑功率實(shí)現(xiàn)了材料庫參數(shù)的校正. 利用校正后的幾何模型和材料庫對接收機(jī)沿正弦路線2移動的場景進(jìn)行仿真并與實(shí)測數(shù)據(jù)進(jìn)行接收功率的對比,進(jìn)而對二者的路徑損耗進(jìn)行了對比,結(jié)果充分地驗證了射線跟蹤仿真器在信道仿真中的有效性和準(zhǔn)確性. 同時,利用射線跟蹤仿真器生成的仿真數(shù)據(jù)與實(shí)測數(shù)據(jù)進(jìn)行對比,也是本文研究工作的特色之處．

3) 本文測量和仿真數(shù)據(jù)的分析結(jié)果表明,3.5 GHz 頻段在未來5G通信中具有較為廣闊的應(yīng)用前景. 同時,本文的研究內(nèi)容將為未來5G車聯(lián)網(wǎng)頻段的選擇和網(wǎng)絡(luò)規(guī)劃提供可靠的研究依據(jù)和寶貴的信道信息.

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