饒云江

(電子科技大學,光纖傳感與通信教育部重點實驗室,成都 611731)

1 長距離布里淵光時域分析儀(BOTDA)研究進展

1.1 長距離BOTDA發(fā)展歷程回顧

BOTDA最初由Horiguchi和Tateda[1]提出.BOTDA信噪比高、測量距離遠、精度高,已受到各國研究者的普遍重視及深入研究[2?4].

BOTDA距離延伸與精度提高是相互制約的,其原因不僅與光纖損耗導致的信噪比降低有關,還與探測光對抽運脈沖消耗所致的非局域效應(nonlocaleffect)有關[5],即:抽運光脈沖沿光纖傳播時,峰值功率與本地布里淵頻移相關,導致光纖末端布里淵增益譜出現(xiàn)多峰結構,即前端信息串擾至后端.這一效應隨傳感距離增加會惡化.因此,長距離BOTDA應在提高信噪比、克服非局域效應找到突破口.

在提高BOTDA信噪比方面,文獻[6—12]提出光脈沖編碼技術改進信噪比,并取得了可喜的進展.該方案中,首先在發(fā)射端對發(fā)送的抽運光脈沖進行編碼(如Simplex碼),接收端則用快速Hadamard反變換解碼.與單一的累加平均相比,在相同平均次數(shù)條件下,可取得更高的信噪比.早期研究集中于非歸零碼,為避免其中連“1”碼引起的布里淵增益譜形變,2010年1月,Soto等[8]報道了采用歸零編碼,在50 km傳感光纖上取得1 m空間分辨率、2.2°C精度的結果.總之,經過近幾年發(fā)展,光脈沖編碼已成為一種高效的改進信噪比途徑.

另一種改進BOTDA光信噪比的方案是分布式拉曼放大[13?18].2010年6月,本課題組提出該方案,實驗獲得了75 km傳感距離、10 m空間分辨率、±0.6°C測量精度[13].2011年4月,電子科技大學研究小組[14]將127 bit光脈沖編碼融入到基于一階拉曼放大的BOTDA,空間分辨率達到2.5 m,同時傳感距離達到74.6 km,測量精度為±1°C.與此同時,Rodríguez-Barrios等[15]采用一階拉曼放大取得75 km傳感、測量精度為3°C的實驗成果;Martin-Lopez等[16]將此方法推廣至二階拉曼放大,并于2010年8月報道了100 km傳感距離、2 m空間分辨率的實驗結果.為抑制拉曼放大中抽運——信號相對強度噪聲轉移的問題,2011年2月,Soto等[17]報道了利用低噪聲半導體激光器抽運延伸傳感距離、提高空間分辨率的方法.總之,分布式放大在大于100 km BOTDA距離延伸方面具有較大潛力.

在克服BOTDA非局域效應方面[19?21],Bao研究組[19]提出頻分復用(FDM)方法.該方案將多段具有不同布里淵頻移的傳感光纖串聯(lián)起來,掃描整段光纖布里淵增益譜.掃頻時,僅當頻移量與對應光纖布里淵增益譜峰值頻率相等時,抽運才與探測光作用,以抑制非局域化.實驗獲得了1.5°C溫度精度、2 m空間分辨率的長距離傳感.另一種克服非局域化的途徑是時分復用(TDM)方法[20,21].2011年初,Dong等[20]報道了該方案.與傳統(tǒng)BOTDA不同的是,抽運光與探測光均被調制,改變抽運與探測光之間的時延量,可對特定光纖段進行選取,而探測光脈寬決定了所選取光纖段長度.總體而言,FDM及TDM是兩種較為有效的抑制非局域化的方案.

2012年,電子科技大學研究團隊在系統(tǒng)研究隨機光纖激光(random fiber laser,RFL)特性的基礎上,首次提出了基于隨機光纖激光的分布式拉曼放大(DRA)新概念,隨后將其成功應用于分布式光纖傳感距離的提升,兩次刷新了無中繼BOTDA的傳感距離世界記錄(分別為142.2 km(±1.5°C;5 m),154.4 km(±1.4°C;5 m)).

表1 長距離BOTDA研究進展(藍色字體為項目組研究成果)Table 1.The research progress of long-distance BOTDA.

2016年初,Soto等[22,23]報道了運用數(shù)字圖像處理技術(非局域均值濾波)提升BOTDA的信噪比,在50 km傳感光纖實驗中實現(xiàn)了高達約14 dB的信噪比提升.隨后,本課題組將非局域均值濾波技術(non-local means,NLM)與分布式放大和脈沖編碼技術進行結合,并提出了基于主成分分析的BOTDA噪聲分析技術,提升了NLM方法的適應性和降噪性能,實現(xiàn)了157.68 km(±0.65°C;8 m)無中繼BOTDA[24,25].表1列出了迄今為止長距離BOTDA的研究進展.

1.2 基于環(huán)形腔隨機光纖激光放大的BOTDA

大部分情況下,基于超長光纖激光器(UL-FL)抽運的DRA為線形腔結構.事實上,DRA也可通過環(huán)形腔實現(xiàn).基于環(huán)形腔UL-FL抽運的DRA最初由Stentz及Nielsen等提出.他們在1.3μm波段實現(xiàn)了8×10 Gbit/s信號的141 km無中繼光傳輸[26].但針對其放大特性(包括開關增益、增益分布、有效噪聲指數(shù)、非線性損傷)的研究尚未見報道.本小節(jié)在闡述環(huán)形腔UL-RFL抽運的新DRA結構的基礎上,研究其基本放大特性.此外,將該方案應用于超長距離BOTDA分布式傳感,實現(xiàn)了142.2 km無中繼傳感距離、5 m空間分辨率及±1.5°C溫度不確定度.

圖1給出了環(huán)形腔UL-RFL抽運的二階DRA基本結構及實驗裝置圖,圖中示出了前向抽運[27].

圖1 基于環(huán)形UL-RFL的二階DRA系統(tǒng)結構及實驗裝置Fig.1.System structure and experimental setup for forward pumping DRA using UL-RFL withring cavity.

圖2(a)給出了不同抽運功率條件下的RFL激射光譜.由圖可知,抽運功率較低(30.5 dBm)時,激射波長位于拉曼增益譜第一峰處(1454 nm).隨著抽運功率升高,1454 nm峰值逐步降低,這是由于短波長能量向長波長(1462 nm)轉移的緣故.此外,實驗觀察到1464 nm激射峰有強烈展寬,這種展寬與大量激射模式的四波混頻(FWM)作用有關.特別地,系統(tǒng)設計中省去了窄帶濾波器件(WDM的1455 nm端口帶寬約為20 nm),從而抑制了非線性譜展寬對抽運效率的影響.這一特點與基于線形腔的UL-FL光放大有顯著區(qū)別.對于線形腔而言,FBG典型帶寬為＜0.5 nm,受光譜展寬影響,位于FBG帶寬的能量被透射,使得激射效率受到一定影響[28].

圖2 不同抽運功率條件下的RFL激射光譜及開關增益(a)激射光譜;(b)開關增益Fig.2.RFL lasing spectrum(a)and on-offgain(b)for different input pumping power.

圖2(b)給出了不同抽運功率條件下的開關增益,測量過程中1550 nm輸入信號功率為?5 dBm,調節(jié)1366 nm抽運功率以達到期望增益.由圖可知,超過激射閾值(～30.9 dBm)后,開關增益隨抽運功率的增長而增大.注意到前向與背向抽運條件下,抽運功率一定時,激射光平均功率值相同,因而具有相同的開關增益.另外,透明傳輸對應于～29 dB開關增益或～34.2 dBm抽運功率.

以BOTDA為例,探討該方案在超長距離分布式傳感中的應用,實驗裝置如圖3所示.傳感光纖由三段組成,總長為142.2 km,每段具有略微不同的布里淵頻移(BFS).幾段光纖的布里淵頻移差遠小于布里淵增益譜(BGS)寬度(～39—56 MHz),以確保SBS最大化.加熱點位于光纖末端142.152 km處,其溫度變化量為40°C.

將加熱前后經洛倫茲擬合的峰值布里淵頻移相減,可得出整段傳感光纖溫度分布,如圖4(a)所示.計算標準差分布可知,最大測量不確定度約為 ±1.5°C(位于信噪比(SNR)最低的～110—130 km),0—94.5 km區(qū)間的增益較大,對應的測量不確度定也較低.圖4(b)示出了約5 m熱點附近的溫度分布.實驗得出的40°C左右溫度變化與實際溫度符合較好.分析半值全寬可知,系統(tǒng)實際空間分辨率約為5 m.

該方案通過合理的系統(tǒng)設置,使得抽運探測相對強度噪聲(RIN)轉移得到有效降低;另一方面,相對于常規(guī)一階DRA,受二階抽運作用,增益峰值深入至＞40 km處,顯著拓展了系統(tǒng)末端高信噪比的范圍.

圖3 基于環(huán)形腔UL-RFL抽運的142.2 km BOTDA實驗裝置Fig.3.Experimental arrangement of BOTDA using UL-FL based DRA with ring cavity.

圖4 實驗提取的光纖溫度分布 (a)整段傳感光纖;(b)5 m加熱點附近Fig.4.(a)Retrieved temperature distribution after Lorentzian fitting along sensing fiber;(b)zoomed view of temperature distribution around～5 m hot-spot.

1.3 基于隨機光纖激光與低噪聲LD混合放大的BOTDA

基于單一RFL抽運的前向DRA具有較低的噪聲指數(shù),應用該方案已實現(xiàn)122 km分布式傳感.但由于隨機激光的產生由瑞利散射提供分布反饋,而標準單模光纖的瑞利散射系數(shù)極其微弱(～4.5×10?5km?1),導致此方案抽運效率較低(需瓦級抽運功率).在更長距離的光傳輸/傳感系統(tǒng)中,過高的抽運功率肯定會引入非線性問題.為解決該問題,該小節(jié)介紹一種融合隨機光纖激光二階抽運與低噪聲激光二極管(LD)一階抽運的混合DRA方案,并介紹其增益特性.若將該方案應用于超長距離BOTDA,傳感距離可延伸至154.4 km,并保持空間分辨率為5 m,測量精度為±1.4°C.這是目前國際上BOTDA的最長無中繼傳感距離.

融合RFL二階抽運與低噪聲LD一階抽運的混合DRA方案如圖5所示.將兩個輸出功率相同的1455 nm高功率低噪聲LD通過偏振合束器(PBC)組合,構成退偏的一階抽運,避免偏振相關增益引起的增益起伏.此處一階抽運通過WDM2注入光纖,噪聲指數(shù)及增益分布分別由OTDR及OSA測得.下面著重分析混合DRA與常規(guī)一階雙向DRA的區(qū)別[29].

圖5 融合RFL二階與LD一階抽運的混合DRA結構與實驗裝置Fig.5.Principle and experimental setup of proposed H-DRA formed by RFL and 1st-order pumping.

圖6 不同開關增益及抽運方式條件下的增益分布 (a)混合抽運;(b)雙向一階抽運Fig.6.Gain distribution under various on-offgains:(a)Hybrid pumping;(b)bi-directional 1st-order pumping.

圖6所示為不同開關增益條件下混合抽運及一階雙向抽運的增益分布,可以看出,隨著開關增益的增加,在二階抽運作用下,混合抽運峰值增益逐漸深入至光纖約40 km處.而類似開關增益條件下,常規(guī)一階雙向抽運的峰值增益位于約20 km處.這一特點顯著提升了光纖末端SNR,并延伸傳輸/傳感距離.

圖7給出了融合隨機光纖激光與一階低噪聲LD混合抽運的長距離BOTDA實驗裝置,布里淵抽運光譜結構相對于探測光兩邊帶完全對稱,由于布里淵抽運既受到Stokes光損耗,同時受到反Stokes光增益作用,這樣布里淵抽運峰值功率沿光纖的消耗得到有效控制,從而抑制了非局域效應.引入Simplex編碼技術提升SNR,編碼長度為255 bits,編碼增益為9.1 dB.

探測光與低噪聲LD同向傳輸可有效抑制抽運-探測RIN轉移,圖8給出了不同抽運條件下解碼前的布里淵軌跡.兩者采用相同平均次數(shù)(256),其中一階DRA使用高功率FRL抽運.可以看出,常規(guī)一階雙向抽運表現(xiàn)出明顯的噪聲起伏,嚴重影響傳感精度;而采用混合抽運結構,完全抑制了RIN轉移引起的強度噪聲.注意盡管1366 nm抽運具有較大的強度噪聲,但由于該光束與探測光反向傳輸,在群速度走離作用下,RIN轉移帶寬得到明顯降低(～kHz量級)[30].實驗所用光纖經過重新盤繞,在附加應變作用下,圖中不同光纖連接處出現(xiàn)幅度變化.傳感光纖由布里淵頻移輕微不同(約10.882,10.870,10.867,10.870 GHz)的四段光纖組成,其熔接點位于～11.965,60.389及106.772 km處.這里并未使用FDM技術(布里淵頻移差值遠小于布里淵增益譜35—60 MHz半值全寬),以確保最大SBS作用.

圖7 融合隨機激光與一階低噪聲LD混合抽運的長距離BOTDA實驗裝置Fig.7.Experimental setup of long-distance BOTDA with H-DRA incorporatingRFL and 1st-order pumping.

圖8 不同抽運下解碼前的布里淵軌跡 (a)混合抽運;(b)雙向一階抽運Fig.8.Brillion traces without decoding:(a)Hybrid pumping;(b)bi-directional 1st-order pumping.

圖9(a)給出了傳感光纖遠端110—154.4 km范圍經解碼的布里淵增益譜.測試過程中,光纖末端154.334 km處約5 m光纖置于溫控箱中,其溫度變化為30°C,室溫為26.2°C.為抑制自相位調制(SPM)及調制不穩(wěn)定(MI)引起的非線性譜展寬,布里淵抽運峰值輸入功率(～2.5 dBm)及拉曼抽運輸入功率(1366 nm主抽運為33.7 dBm,1455 nm LD抽運為26 dBm)均做了優(yōu)化.考慮到非局域效應,探測輸入功率(?16 dBm)也做了優(yōu)化.采集到的布里淵軌跡解碼前做16次預平均,因此,等價平均總次數(shù)為4080.可以看出,整段光纖均表現(xiàn)出較高的信噪比.此外,在5 m加熱點存在明顯的布里淵頻移變化.

單一RDFB-FL抽運的DRA抽運效率較低(需瓦級抽運功率),主要原因在于SMF的瑞利散射系數(shù)較低.過高的抽運功率注入將引起非線性問題.為克服這一問題,本小節(jié)將低噪聲LD一階抽運與隨機激光二階抽運融合,構成一種新型混合DRA結構.該方案不僅具有較高的抽運效率,還保留了二階隨機激光抽運較低的噪聲指數(shù)特性(優(yōu)于雙向一階抽運～0—4 dB).進一步,將該方案應用于超長距離BOTDA,在不犧牲空間分辨率(5 m)及測量不確定度(±1.4°C)的前提下,使無中繼傳感距離延伸至154.4 km,創(chuàng)造了當時國際上BOTDA的最長無中繼傳感距離.這一結果的獲取主要歸因于:1)較高的抽運效率避免了抽運功率過高引入的非線性問題;2)二階隨機激射抽運使峰值增益更深入光纖內部,確保了光纖遠端信噪比;3)低噪聲LD一階抽運的引入克服了抽運-探測RIN轉移.

圖9 經解碼的110-154.4 km布里淵增益譜:(a)傳感光纖遠端;(b)不同位置處Fig.9.(a)Decoded BGS vs distance and frequency shift at the far end;(b)decoded BGS at various positions.

該方案具有較高的抽運效率,避免了抽運功率過高引入的非線性損傷;其有效噪聲指數(shù)低于常規(guī)雙向一階DRA 0—4 dB;具有更好的增益平坦度以確保全程信噪比均衡性;能有效抑制抽運-探測RIN轉移以提升系統(tǒng)信噪比.

2 長距離相位敏感型光時域反射儀(Φ-OTDR)

2.1 長距離Φ-OTDR的國內外發(fā)展歷程回顧

早在1993年,美國TAMU的Taylor和Lee[31]就發(fā)現(xiàn),在光纖中注入超窄線寬激光脈沖后,利用外界振動對后向瑞利散射光相位的調制特性,可以進行振動測量;基于此,他們申請了關于ΦOTDR的首個美國專利.從專利名字就可以看出,最初Taylor把Φ-OTDR定位為一種入侵監(jiān)測系統(tǒng),而早期的應用探索也確實集中在入侵監(jiān)測領域[32?34].Φ-OTDR的前期研究方向主要集中在其傳感機理的研究上.TAMU的Park等[34]將Φ-OTDR的基本理論模型抽象為:將光纖分成N段,每小段的空間寬度為單位ΔL,將ΔL分為M個由瑞利散射產生的離散的反射鏡,且每個反射鏡的反射率和造成的相位延遲都是隨機的獨立分布,該模型解釋了Φ-OTDR的物理規(guī)律,并通過實驗驗證了該模型的有效性.哈爾濱工程大學的呂月蘭和行永偉[35]研究了影響Φ-OTDR波形的各種物理參數(shù)(折射率、激光頻率和脈寬等)變化時的相應瑞利散射波形,通過理論分析和實驗得到上述諸參數(shù)對瑞利散射波形的影響.在Φ-OTDR的關鍵光學器件研究方面,TAMU的Choi等[36]研究了激光器的線寬和頻漂對系統(tǒng)傳感性能的影響,而他們研制出的摻鉺光纖激光器可基本滿足實際需求.

在解決上述問題之后,在保持較高空間分辨率的基礎上,如何延伸傳感長度成為Φ-OTDR研究方向的難題.由于Φ-OTDR利用光纖中的瑞利散射效應,其散射強度非常微弱,并且隨傳感距離的延伸,傳感信號強度呈指數(shù)衰減,使長距離的瑞利散射信號探測更加困難.傳統(tǒng)的Φ-OTDR可以通過摻鉺光纖放大器(EDFA)提高入纖抽運功率來提高瑞利散射信號強度,但入纖功率受限于SBS的影響,必須小于SBS閾值[37].在此限制下,Φ-OTDR的極限長度只能達到25 km(35 m空間分辨率)[33].為了克服這一限制,在第20屆OFS會議上,分布式放大的概念被引入到Φ-OTDR中,從前向和后向兩個方向上利用一階拉曼抽運對抽運光和信號光進行放大,成功地將傳感長度延伸到62 km(100 m空間分辨率)[39].進一步,西班牙Alcalá大學的Martins等[38]利用一階雙向拉曼放大的思路,利用半導體光放大器(SOA)和光開關提高了入射脈沖光的光信噪比(OSNR),并通過平衡探測器減少拉曼抽運RIN轉移的影響,將傳感距離延伸到125 km(10 m空間分辨率).在探測方面,2010年Ottwa大學Lu等[40]將外差檢測引入到Φ-OTDR中,大幅度提高了系統(tǒng)的探測信噪比,從而減少了平均次數(shù),提高了系統(tǒng)的振動頻響能力,證明外差探測除了能應用于COTDR(靜態(tài)損耗、溫度、應變測量)外,也可顯著提升動態(tài)振動信號的檢測效果.在此基礎上,Ottwa大學的Qin等[41]實現(xiàn)了基于保偏光纖的外差檢測Φ-OTDR,由于瑞利散射光偏振態(tài)保持不變,因此可以通過調整本振偏振態(tài)的方法與瑞利散射光同偏振,從而避免了偏振衰退,提高了系統(tǒng)的信噪比.之后,前向的一階拉曼放大以及外差檢測被應用至Φ-OTDR,將系統(tǒng)的傳感距離提升至103 km(15 m空間分辨率)[42],隨后又采用二階拉曼放大實現(xiàn)了131 km的Φ-OTDR[37].

2014年,分區(qū)型分布式光纖放大方法首次被提出,實現(xiàn)了175 km的Φ-OTDR系統(tǒng)[43],將ΦOTDR無中繼傳感距離的世界記錄大幅提升了約50 km,這也是目前國際上無中繼傳感距離最長的分布式光纖傳感系統(tǒng).表2總結了近年來Φ-OTDR性能指標提升的情況.

表2 Φ-OTDR發(fā)展歷程Table 2.The development history of phi-OTDR.

2.2 基于雙向一階拉曼放大的Φ-OTDR

自從1990年代較為成熟的拉曼抽運激光器出現(xiàn)以來,與EDFA相比,由于具有更低的噪聲指數(shù)和更平坦的增益,拉曼放大技術在光纖通信和光纖傳感中得到非常廣泛的應用[27,30,44,45].在光纖傳感領域,DRA技術對于多種光纖傳感器的距離延伸起到關鍵性作用.而在本課題所研究的ΦOTDR技術中,利用一階雙向DRA可實現(xiàn)62 km(100 m空間分辨率)[46]和74 km(20 m空間分辨率)[47]的空間分辨率.但是,僅僅利用一階雙向DRA進一步提升Φ-OTDR的綜合傳感性能非常困難,原因就在于:一方面,直接探測的探測信噪比不能滿足更長距離和更高空間分辨率的Φ-OTDR的要求;另一方面,瑞利散射的功率分布和SBS對抽運功率的限制需要被同時兼顧,同時直接探測時,散射光中的布里淵散射光無法與瑞利散射光分離,這也進一步限制了入纖脈沖光功率和拉曼抽運功率.

因此,綜合上述分析,基于一階雙向拉曼放大和外差探測的組合技術方案被提出,此方案實現(xiàn)了Φ-OTDR在傳感距離、空間分辨率、靈敏度三方面的整體提高,實現(xiàn)傳感距離＞100 km,空間分辨率(＜10 m)的高靈敏度Φ-OTDR系統(tǒng),系統(tǒng)原理如圖10所示[37].

可以看出該犯罪為結果犯。從構成要件分析：首先，犯罪客體是計算機信息系統(tǒng)的正常使用及其中數(shù)據(jù)的安全。犯罪對象僅限于正在使用的計算機信息系統(tǒng)中存儲、處理、傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。脫離計算機信息系統(tǒng)存放的計算機數(shù)據(jù)，如光盤、U盤中的計算機數(shù)據(jù)并不是本罪的保護對象。其次，犯罪的客觀方面：本罪的危害行為是非法獲取前述計算機系統(tǒng)中計算機數(shù)據(jù)和非法控制計算機信息系統(tǒng)的行為。再次，主體是一般主體，單位不構成本罪。最后，主觀方面表現(xiàn)為故意，過失不構成本罪。

振動實驗可用于驗證基于一階雙向拉曼放大和外差檢測的Φ-OTDR的傳感性能,實驗結果如圖11所示.

圖10 基于一階雙向拉曼放大和外差檢測的Φ-OTDRFig.10.Φ-OTDR setup based on bidirectional 1storder Raman amplifying and heterodyne detection.

圖11 在不同探測光和拉曼抽運功率組合下的瑞利散射曲線,其中(b),(c),(d)中的曲線為仿真結果Fig.11.Rayleigh scattering signals with different combination of probe and pump light,where the curves in(b),(c),and(d)are the results of simulation.

在振動實驗中,為盡可能地減小系統(tǒng)的觸發(fā)周期,脈沖的重復頻率設置為770 Hz,與光纖長度匹配較好.系統(tǒng)工作在優(yōu)化功率組合下,由圖11(d),系統(tǒng)信噪比最低的位置位于100 km附近,因此在本節(jié)的振動實驗和下一節(jié)的入侵實驗中,選取97.51 km作為測試位置.為了驗證該系統(tǒng)的最大響應頻率,97.51 km處的5 m纏繞在柱狀壓電陶瓷(PZT)上的光纖被用于進行振動測試.PZT的驅動信號為正弦波,頻率范圍為25—375 Hz,加入的電致伸縮約為3μm.測試點處在不同頻率下的自功率譜如圖12所示,與加入的驅動信號頻率對應較好.因此該系統(tǒng)的最大頻率響應為375 Hz,接近該系統(tǒng)的理論極限響應頻率385 Hz.

圖12 97.51 km處不同頻率振動信號下的自功率譜Fig.12.Auto-power spectrum in different vibration frequencies at the location of 97.51 km.

2.3 基于分區(qū)型混合放大的Φ-OTDR

光纖布里淵放大(FBA)技術是一種基于SBS的新型分布式放大技術,由于布里淵增益系數(shù)遠高于拉曼增益系數(shù)(三個數(shù)量級),因此若要實現(xiàn)相同的放大效果,FBA所需抽運功率將遠低于光纖拉曼放大(FRA)所需抽運功率.2014年,本課題組首次將FBA技術引入到光纖傳感系統(tǒng)中,僅使用6.4 dBm的背向布里淵抽運就實現(xiàn)了傳感距離為100 km、空間分辨率為10 m的Φ-OTDR,相比使用28.0 dBm的背向拉曼抽運而言,獲得信號的信噪比更高[48].

為了最大限度地延伸Φ-OTDR的傳感距離,提出了一種新型的分區(qū)型分布式放大(HDA)技術,結合使用了三種不同的抽運方式,把Φ-OTDR的傳感距離延長到了創(chuàng)世界紀錄的175 km(空間分辨率為25 m,往返光纖損耗約為70 dB).

圖13簡要展示了HDA技術的原理.根據(jù)光纖的BFS的不同,所使用的傳感光纖可以分成三段:第一光纖(Seg.1)、第二光纖(Seg.2)、第三光纖(Seg.3).第二光纖的BFS與第一光纖、第三光纖相差較大.

圖13 HDA技術原理框圖Fig.13.Technical principle diagram of HDA.

通過調整布里淵抽運源輸出的布里淵抽運光功率,使得受激布里淵放大效應主要發(fā)生在第二光纖中.第一光纖中的信號光(1550 nm)主要由前向二階拉曼抽運光(1365 nm)放大,第三光纖中的信號光則由后向一階拉曼抽運光(1455 nm)放大而不會被布里淵抽運放大,布里淵抽運光(～1550 nm,頻率上與信號光相差一個布里淵頻移)在本段光纖中會受到一階拉曼放大,使得布里淵抽運能量被推送至第二光纖,第二光纖內的信號光主要由增益系數(shù)更高的布里淵抽運放大.每一種抽運方式都各自為一段光纖中的信號光提供放大,于是全程光纖中的信號光均受到分布式放大,從而可以獲得更長的無中繼傳輸距離.這種分區(qū)型分布式放大技術可以應用于分布式光纖傳感系統(tǒng)中的延長系統(tǒng)傳感距離.

下面從仿真上說明HDA方案的優(yōu)越性.采用超長距離拉曼光纖隨機激光器(URFL,基于二階拉曼隨機激光放大)作為放大抽運源的系統(tǒng)被用于與HDA方案做對比.抽運功率仿真結果如圖14所示,由圖可知,相比于URFL系統(tǒng),布里淵抽運光的強度從175 km處開始不斷增大,直到約155 km處達到最大,然后緩緩減弱,體現(xiàn)了從175 km處注入1455 nm一階拉曼抽運光的放大作用.

圖14 采用HDA技術時拉曼抽運(RP)與布里淵抽運(BP)功率分布以及采用URFL技術時的RP分布Fig.14.Power distribution of 1455 nm RP and 1550 nm BP with HAD and URFL,respectively.

圖15 使用URFL及HDA方案的瑞利散射軌跡仿真對比Fig.15.Rayleigh backscattering trace comparison between URFL and HDA schemes in simulation.

圖15為采用兩種不同方案得到的探測脈沖光的瑞利散射軌跡仿真圖.由圖15可知,在使用URFL放大方案的模型中,瑞利散射光強度在約37 km處達到最大值,隨后由于拉曼增益不能完全補償信號光在傳播過程中受到的光纖損耗,散射光強度不斷下降.雖然整個光纖的前半程有反向傳播的拉曼抽運作用,瑞利散射強度還是持續(xù)下降直到非常微弱,與之形成鮮明對比的是,在HDA方案中,Seg.2中信號光強度被布里淵抽運快速拉升,信號光傳播到Seg.3中時受到背向一階拉曼抽運放大,進一步提高了瑞利散射信號功率.從圖15所示的仿真圖可以看出,HDA技術方案可以用來實現(xiàn)超長距離的OTDR系統(tǒng).

基于HDA技術及外差探測技術,搭建了一套傳感光纖總長為175 km的Φ-OTDR實驗系統(tǒng);對比了不同的抽運情況下的傳感信號;由于受激布里淵效應與溫度有關,在獲得最優(yōu)信號的基礎上改變布里淵抽運光頻率,測試了系統(tǒng)的溫度穩(wěn)定性;進行單點及多點同時侵擾實驗,檢測系統(tǒng)的入侵檢測傳感性能.實驗系統(tǒng)框架如圖16所示[49].

圖17 不同抽運下的Φ-OTDR曲線 (a)抽運全開與未加布里淵抽運;(b)抽運全開與未加背向一階拉曼抽運Fig.17.Φ-OTDR traces:(a)All pumps on vs BP off;(b)all pumps on vs 1455 nm semiconductor RP off.

基于上述實驗系統(tǒng),首先進行了不同抽運對于Φ-OTDR信號放大效果的對比實驗.HDA方案中,布里淵抽運光與探測脈沖光的頻率差首先被設置為11.034 GHz,使得Seg.2中發(fā)生最強的受激布里淵作用.系統(tǒng)在不同抽運條件下獲得的ΦOTDR曲線(平均32次,對應的系統(tǒng)帶寬為7.8 Hz)如圖17所示.

由圖17(a)可知,與沒有加布里淵抽運(BP)的情況相比,可以看出布里淵抽運會對獲得的信號強度產生重大影響.另外,由圖17(b)可知,在沒有加反向一階拉曼抽運時,布里淵抽運基本上不會發(fā)揮作用,在這種情況下,布里淵抽運傳輸?shù)絊eg.2時已經過于微弱,無法為探測脈沖光提供足夠的增益,因此反向一階拉曼抽運也是不可或缺的.

外界溫度的改變會引起傳感光纖的布里淵增益譜發(fā)生改變,影響光纖中受激布里淵作用的放大效果.SMF的BFS隨溫度變化的漂移率約為1 MHz/°C.在本實驗中,通過改變布里淵抽運光的頻率,對比探測器獲得的干涉曲線以檢測系統(tǒng)對外界環(huán)境溫度變化的敏感性.實驗結果如圖18所示.

圖18(a)是未加布里淵抽運與布里淵抽運頻移設置為11.022 GHz的散射曲線對比圖,圖18(b)是為加布里淵抽運與布里淵抽運頻移設置為11.047 GHz的散射曲線對比圖.從這兩幅圖可以看出,布里淵抽運的頻率確實會在一定程度上影響放大效果,然而即使布里淵抽運頻率從11.022 GHz變化到11.047 GHz,即變化25 MHz對應環(huán)境溫度變化25°C,布里淵抽運的放大效果依然非常顯著,通過與未加布里淵抽運的情況對比可以看出布里淵抽運是不可或缺的.通過這兩組對比實驗可以看出,使用HDA技術的Φ-OTDR對溫度變化(光纖BFS變化)的環(huán)境有較好的適應性.

由于環(huán)境溫度變化較為緩慢的,在必要時可以采用一種頻率漂移自適應控制算法(基于環(huán)境溫度變化,對應調整布里淵抽運光頻率),將可更好地補償較大的光纖布里淵頻移漂移.

為了測試所搭建系統(tǒng)的入侵檢測能力,在傳感光纖的87.3,136.6以及174.7 km處分別盤出一小卷長約10 m的光纖作為測試點.測試所采用的侵擾方式是用手輕拍測試點處光纖.在信號處理方面,采用了小波變換技術以更加準確地提取侵擾信息,提高Φ-OTDR系統(tǒng)的檢測性能.單點入侵及多點同時入侵實驗解調效果如圖19所示.

圖19(a)所示為單點入侵效果圖,在174.7 km處測試點施加侵擾時,獲得的解調出來信號的SNR為12.1 dB,在本節(jié)中SNR是指信號峰值強度與背景噪聲強度的均方根比值;圖19(b)體現(xiàn)了了系統(tǒng)的多點監(jiān)測能力,在87.3 km與136.6 km處進行的侵擾被同時檢測到,SNR分別為11.6 dB與12.6 dB.由以上侵擾測試結果可知,實驗系統(tǒng)性能優(yōu)良.

圖18 不同布里淵抽運頻率與未加布里淵抽運時的Φ-OTDR曲線 (a)布里淵抽運頻移設置為11.022 GHz與未加布里淵抽運獲得的散射曲線;(b)布里淵抽運頻移設置為11.047 GHz與未加布里淵抽運獲得的散射曲線Fig.18.Φ-OTDR traces:(a)BP frequency shift at 11.022 GHz vs without BP;(b)BP frequency shift at 11.047 GHz vs without BP.Insets:comparison of the signal inside the fiber and the noise outside the fiber.

圖19 測試點侵擾解調效果圖 (a)174.7 km處侵擾;(b)87.3 km與136.6 km處同時侵擾Fig.19.Demodulated intrusion signal at different locations:(a)Single-point perturbation at 174.7 km;(b)twopoint perturbation at 87.3 and 136.6 km.Insets:comparison of the signal inside the fiber andthe noise outside the fiber.

與之前的傳感距離紀錄相比,雖然本文中更寬的脈沖寬度為獲得的信號提供了約5 dB的增益,但是本文所實現(xiàn)系統(tǒng)的往返損耗比前記錄大了約18 dB,由此可看出本文所搭建的系統(tǒng)更加難以實現(xiàn).進一步優(yōu)化該系統(tǒng),將可實現(xiàn)更長的傳感距離更高的空間分辨率,該方案也可以被用在其他的分布式光纖傳感系統(tǒng)中延長傳感距離.

3 長距離分布式光纖傳感系統(tǒng)的應用

3.1 基于Φ-OTDR的列車定位與測速系統(tǒng)

目前的鐵路領域通過基于通信的列車控制系統(tǒng)(CBTC)實時獲取列車的位置和速度來保證列車的安全運行[50],而CBTC通過軌道電路獲知列車的實時位置.雖然軌道電路采取了防雷電措施,但是在一些極端天氣情況,比如強雷電下,軌道電路仍然有可能失效,導致列車調度的失敗,進而導致列車運行安全事故[51].2011年的甬溫線特別重大鐵路交通事故的部分原因就是頻繁的雷擊導致軌道電路失效,事故造成巨大的生命財產損失[52].因此,在軌道交通領域,研究能夠抗電磁干擾的新型列車定位與測速系統(tǒng)具有重要意義.該系統(tǒng)必須同時滿足以下三個特性:1)長距離測量,通常情況下,兩車站間距＞10 km,如果測量距離較短,需要的設備較多,系統(tǒng)結構復雜,成本和穩(wěn)定性都難以保證;2)實時性好,必須能夠實時獲取列車的位置和速度,如果不能滿足實時性要求,對于高速運行的列車來說就失去了應用的價值;3)抗電磁干擾,在滿足前面兩條的基礎上,必須能夠抗電磁干擾(雷擊),否則與目前的軌道電路相比,就失去了技術優(yōu)勢,同樣沒有應用的價值.

研究發(fā)現(xiàn),連接埋設在鐵軌下方或附近的通信光纖,Φ-OTDR可以對振動源——火車實時定位.進一步地,對實時獲知的列車位置進行微分,就能實時探測列車的速度[53].Φ-OTDR具備長距離、實時性好、抗電磁干擾的特性,因此基于Φ-OTDR振動探測的高速列車定位與測速系統(tǒng),就具有實用的可能性.

監(jiān)控中心的Φ-OTDR主機連接埋設于鐵軌側下方的12.1 km的單模光纜.該Φ-OTDR主機的系統(tǒng)結構如圖20所示.一個超窄線寬(～3 kHz)、低頻漂(＜1 MHz/min)的半導體光源首先被聲光調制器(AOM)調制,驅動信號的重復頻率和脈沖寬度分別為1 kHz和200 ns.這樣對應的空間分辨率為20 m.調制的光脈沖被EDFA放大后,通過環(huán)形器后進入待測光纖中.光纖中的瑞利散射信號首先被EDFA放大,并通過帶通濾波器濾除EDFA帶來的放大器自發(fā)射噪聲(ASE噪聲),最后放大的瑞利散射信號被10 MHz帶寬的光電探測器探測.利用采樣率為50 MSamples/s的A/D將光電探測器輸出的電信號轉換為數(shù)字信號,并最終在計算機中進行處理最終的光電轉換后的信號.

圖20 基于Φ-OTDR的列車定位與測速系統(tǒng)框圖Fig.20.Schematic diagram of Φ-OTDR used in position and speed monitoring of trains.

現(xiàn)場的光纜、鐵軌、列車之間的相對關系如圖21所示.12.1 km的光纖埋地深度為0.7—1.5 m,光纜與兩鐵軌互相平行,且離最近的鐵軌距離大約15—20 m,其中有10.2 km的光纜在監(jiān)控范圍內.兩列列車以較為固定的速度相向而行,列車產生的振動通過土壤傳遞到光纜,對光纜施加應變.監(jiān)控中心中的Φ-OTDR不斷探測整條光纜鏈路的振動情況.

圖21 光纜、鐵軌、列車相對位置關系示意圖Fig.21.Relative positions between the optical cable,trains and railways.

由于采用的是直接探測方案,因此需要平均的次數(shù)較多,原始的瑞利散射曲線首先平均25次以降低探測器的熱噪聲的影響,從而提高瑞利散射信號的探測信噪比.當兩輛列車分別經過5.53 km時,探測到的原始振動信號如圖22(a)所示,經過小波去噪后的振動信號如圖22(b)所示,經過去噪后的振動信號的信噪比提升非常明顯,并且可以看到列車接近-經過-遠離該位置,信號從無到有,并逐漸變強,最后逐漸減弱的過程.

在通過小波去噪并獲得信噪比較高的振動信號后,通過均方根來對每個定位周期內所有位置的振動信號的振動水平進行量化.以第70 s和378 s為例,經過量化,所有位置處的振動水平如圖23所示.圖中箭頭間的空間長度代表這兩個定位周期內受到火車影響出現(xiàn)振動的范圍,分別約為1100 m和960 m,該空間長度略長于火車長度,因此可以通過該長度估計兩列火車的長度.

整個列車運行過程,獲得的振動水平-時間-空間強度如圖24(a)所示,進一步通過均方根量化振動水平-滑動方差-峰值檢測,得到每個定位周期的列車產生振動的上升沿和下降沿,獲得的上升沿和下降沿分別與列車的首尾對應,如圖24(a)所示.最終,對列車的位移曲線求導,得到列車的速度曲線,如圖24(b)所示.

圖22 5.53 km處的(a)原始振動信號,(b)小波去噪后的振動信號Fig.22.(a)Original time series of vibrations;(b)vibration signals after wavelet denoising.

由圖24(b),列車的整個運行狀態(tài)為:當列車A在10 km處以115 km/h的速度向左運行,列車B還未進入監(jiān)控區(qū)域.當列車B在約174 s時以約105 km/h速度進入監(jiān)控區(qū)域.在194 s左右,兩車在約3.9 km處相匯.在相匯時,兩車由于共振,使振動的區(qū)域非常寬,如圖24(a)中交叉區(qū)域所示.兩車分別約在420 s和255 s時駛離監(jiān)控區(qū)域,整段光纖趨于平靜.

圖23 不同點振動信號圖 (a)t=70 s時的原始振動信號;(b)t=378 s時的原始振動信號Fig.23.Vibration signals of train A and B at two different time points:(a)t=70 s;(b)t=378 s.

圖24 列車振動信號分布圖 (a)振動幅度時間空間圖;(b)兩列車運行軌跡圖Fig.24.(a)Vibration intensity vs space and time and the edges of every location period;(b)the two edges of the two trains’heads(blue lines).The red lines are the fitting traces of the two trains.

上述實驗結果足以說明Φ-OTDR在該領域應用的可行性和未來的應用潛力:Φ-OTDR可以作為目前CBTC的有效補充和備選方案,在極端惡劣的雷電天氣下,與目前的軌道電路相比,其測量結果的有效性更高,可有效避免由于軌道電路失效導致的列車調度事故.同時Φ-OTDR在軌道交通的應用類型遠遠不僅限于此.我們只關注了列車的振動水平隨時間的變化,而未對其振動模式進行分析(列車引起地面振動的其他信號特征),而這類振動模式往往可以反映鐵軌和路基的安全狀況.因此,Φ-OTDR未來可望在軌道交通中的結構健康安全監(jiān)測上發(fā)揮重要作用.

3.2 基于DAS的石油管道安全監(jiān)測系統(tǒng)

當Φ-OTDR采用相位解調時,Φ-OTDR具備探測外界振動和聲波變化的能力,包括聲波的幅度、頻率、相位信息.在石油工業(yè)界,DAS已經展現(xiàn)出前所未有的應用前景.在國外,率先開展DAS應用的是英國的Optasense和Silixa公司,應用的類型主要分為兩類:地震波檢測和石油管道安全監(jiān)測,覆蓋了石油工業(yè)的勘探、生產、運輸三個過程,具有重要的經濟意義和社會意義[54,55].國內雖然開展Φ-OTDR的研究雖然較早,但是DAS的研究與應用較晚,相比國外仍有較大差距.

早在2008年,Optosense就致力于DAS在石油管道安全監(jiān)測的應用,提出了“zero pipeline incidents”(零管道事故)的口號,主要致力于管道安全的兩個方面:一是第三方干擾(TPI),也就是對于潛在的或者正在實施的對管道的第三方破壞行為,包括對于管道的機械挖掘、人為挖掘、重型車輛等進行提前預報或報警;二是提供新型的多個模式的管道泄漏探測,比如管道的腐蝕導致的管道泄漏.

由于國內的大部分石油管道安全事故主要是由偷盜油對管道的破壞造成的,因此對于泄漏檢測的需求要遠遠大于對于TPI檢測的需求.石油管道的盜油活動,不僅造成石油產品的損耗,帶來直接的經濟損失,更重要的是,由于盜油者對管道的破壞很可能造成環(huán)境的污染,帶來嚴重的生態(tài)災難[55].盜油活動所有的過程,均會在管道形成地震波,而目前國內的管道增壓站之間的通信,均采用光纖通信,而光纖通信鏈路與石油管道是并行鋪設,且相隔較近,因此TPI入侵動作產生的地震波會較好地傳遞到通信光纖上.因此,DAS從增壓站點的通信光纜接入,就能夠完成長距離入侵監(jiān)測的目的.

現(xiàn)場利用DAS進行管道TPI監(jiān)測的具體實施方案如圖25所示.光纜埋地深度從1—2 m不等.DAS置于增壓站A處,連接與石油管道并行的傳感光纜,管道總長為50 km.現(xiàn)場的石油管道的情況較為復雜,靠近公路和鐵路的地方較多,車輛的振動對監(jiān)測系統(tǒng)產生較多的干擾,因此需要對各種振動信號進行識別,以區(qū)分不同振動信號的類型,最終達到屏蔽絕大多數(shù)的干擾,只對TPI入侵動作有報警響應.

圖25 基于DAS的石油管道安全監(jiān)測系統(tǒng)的實施方案圖Fig.25.Schematic diagram of the oil pipeline safety monitoring system based on DAS.

為了驗證該系統(tǒng)的效果,在光纖的尾端約47 km處,利用本實驗室研發(fā)的DAS,采集管線附近的各種動作,包括挖掘、走路、跑步、車輛產生的振動信號.測試位置離路邊較近,各類車輛,特別是重型車輛在經過該處管道時,產生非常大的振動信號,容易造成誤報警.

圖26 距光纜垂直距離1 m處刨地時,振動幅度-時間-距離的瀑布圖Fig.26.Waterfall figure of vibration amplitude-timedistance when digging the ground at 1 m vertical distance away from theoptical cable.

在測試點附近進行挖掘時,得到的振動幅度時間距離的瀑布圖如圖26所示,在47250—47270 m之間,振動信號的幅值較大,在瀑布圖上體現(xiàn)為隨挖掘動作節(jié)奏出現(xiàn)亮點.對上述空間位置處的信號進行疊加,得到在不同入侵動作時的振動時域信號、自功率譜、短時傅里葉變換(STFT)如圖27所示.

圖27 距光纜垂直距離1 m處刨地得到的(a)時域波形,(b)頻譜,(c)STFTFig.27.(a)Time-domain waveform,(b)frequency spectrum,(c)STFT when digging the ground at 1 m vertical distance away from the optical cable.

除了系統(tǒng)需要報警的挖掘動作,在現(xiàn)場本課題組對其他產生振動的常見動作(跑跳、走路)也進行了采集分析,根據(jù)測試結果,總結得到各類振動信號的模式特性如下.

1)時域幅度特征:挖掘和跳躍等動作,都可以產生較大幅度的振動信號,而人走路產生的振動明顯小很多,這一點可以通過時域信號的比較容易得出.

2)時域的持續(xù)性特征:對于車輛等產生的信號,從較長時間尺度(秒級)上,延續(xù)時間較長.以圖28為例,火車經過時,產生的振動信號雖然較大,但是其持續(xù)時間非常長,形成連續(xù)不斷的持續(xù)振動波.

圖28 火車產生的振動時域波形Fig.28.Time-domain waveform of vibrations generated by the train.

3)功率頻譜特征:挖掘產生的振動的主要頻率成分在(50±15)Hz以內,與人的跑跳產生振動的主要頻率成分存在較大區(qū)別.

4)瞬時頻率特征:通過圖29(a)和圖29(b)的比較可以看到,挖掘產生的振動信號能量主要集中在50—100 Hz較高頻段內,而對于跳躍產生的信號,能量從0—60 Hz有非常好的延續(xù).

圖29 距光纜垂直距離1 m處 (a)刨地,(b)人跑跳的STFTFig.29.STFT figure of(a)digging,(b)running or jumping at 1 m vertical distance away from the cable.

綜上,在保證長距離DAS信噪比的基礎上,對該系統(tǒng)采集得到的信號的振動模式進行了分析,并總結出管道安全中關注的挖掘動作相比其他干擾(人的正?；顒优?、跳、走等動作以及車輛的干擾)的信號特征,證明了基于DAS的長距離管道安全監(jiān)測系統(tǒng)的優(yōu)越性能.從上述四個信號特征,形成多維的判據(jù),一方面形成對石油管道安全監(jiān)測中感興趣的特定振動——開挖(刨土)動作的有效檢測,另一方面對于外界干擾,比如人的正?；顒?走動、跑步)以及車輛產生的振動,能夠有效屏蔽,減少系統(tǒng)的誤報警,從而為后續(xù)形成真正實用化的長距離石油管道安全監(jiān)測系統(tǒng)打下了良好的基礎.

4 總 結

本文系統(tǒng)回顧了長距離布里淵光時域分析儀(BOTDA)和相位敏感型光時域反射儀(Φ-OTDR)的國內外研究進展及相關關鍵技術.重點闡述了本團隊在長距離BOTDA和Φ-OTDR取得的研究進展,包括基于環(huán)形腔隨機光纖激光放大的BOTDA、基于隨機光纖激光與低噪聲LD混合放大的BOTDA、基于雙向一階拉曼放大的ΦOTDR、基于分區(qū)型混合放大的Φ-OTDR以及長距離分布式光纖傳感系統(tǒng)在列車定位與測速和石油管道安全監(jiān)測方面的應用研究.隨著分布式光纖傳感技術在傳感距離和傳感精度上的突破,其在周界安防、石油電力、大型結構等領域的安全監(jiān)控方面將發(fā)揮愈發(fā)重要的作用.

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