亚洲免费av电影一区二区三区,日韩爱爱视频,51精品视频一区二区三区,91视频爱爱,日韩欧美在线播放视频,中文字幕少妇AV,亚洲电影中文字幕,久久久久亚洲av成人网址,久久综合视频网站,国产在线不卡免费播放

        ?

        OQAM/OFDM系統(tǒng)改進(jìn)的預(yù)編碼信道估計

        2018-01-12 07:00:04,,,
        探測與控制學(xué)報 2017年6期
        關(guān)鍵詞:編碼方法導(dǎo)頻復(fù)雜度

        ,,,

        (空軍工程大學(xué)防空反導(dǎo)學(xué)院,陜西 西安 710051)

        0 引言

        偏移正交幅度調(diào)制的正交頻分復(fù)用技術(shù)[1-3](Offset Quadrature Amplitude Modulation/Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OQAM/OFDM)是近年來提出的一種基于濾波器組的多載波調(diào)制技術(shù)。與正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)系統(tǒng)相比,OQAM/OFDM系統(tǒng)采用了具有良好時頻聚焦特性的原型濾波器,能夠有效地降低帶外輻射,提高系統(tǒng)的功率利用率;且OQAM/OFDM系統(tǒng)不需要采用循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)或者其他保護(hù)間隔,提升了系統(tǒng)的頻譜利用率。相比于OFDM系統(tǒng)的優(yōu)勢,使OQAM/OFDM系統(tǒng)已經(jīng)成為新一代無線通信系統(tǒng)和電力線通信(Power Line Communication,PLC)的備選方案之一,具有很強(qiáng)的發(fā)展?jié)摿Α?/p>

        但是由于原型濾波器的使用,使OQAM/OFDM系統(tǒng)僅滿足在實數(shù)域正交,使系統(tǒng)在傳輸過程中受到虛部干擾,傳統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)的信道估計技術(shù)不再適用于OQAM/OFDM系統(tǒng),需要研究新的信道估計方法,目前OQAM/OFDM系統(tǒng)信道估計方法主要有基于導(dǎo)頻序列的信道估計方法[4-6]和基于離散導(dǎo)頻的信道估計方法[7-14]。

        基于離散導(dǎo)頻的信道估計方法常用的有輔助導(dǎo)頻法[7]和預(yù)編碼法[14](Auxiliary Pilot,AP)。AP法是通過在導(dǎo)頻周圍的任意時頻格點放置輔助導(dǎo)頻消除系統(tǒng)存在的虛部固有干擾,該方法在每個信道估計導(dǎo)頻處使用兩個實數(shù)符號,與OFDM系統(tǒng)在每個導(dǎo)頻處使用一個復(fù)數(shù)符號占用的頻譜資源相同,但是輔助導(dǎo)頻處功率高。為了降低導(dǎo)頻功率,文獻(xiàn)[8]提出了在導(dǎo)頻周圍插入兩個輔助導(dǎo)頻的方法(Composite Pilot Pairs,CPP),該方法有效地降低了輔助導(dǎo)頻處的功率,但是在一個導(dǎo)頻處使用三個實數(shù)符號會降低頻譜利用率。C.Lélé等在文獻(xiàn)[14]中提出了一種在發(fā)送端導(dǎo)頻周圍采用預(yù)編碼的方法對導(dǎo)頻周圍的干擾進(jìn)行消除,該方法不需要額外的導(dǎo)頻功率,但是在發(fā)送端需要計算編碼矩陣C,計算的復(fù)雜度較高。本文針對上述問題,提出了OQAM/OFDM系統(tǒng)改進(jìn)的預(yù)編碼信道估計算法。

        1 OQAM/OFDM系統(tǒng)模型

        OQAM/OFDM系統(tǒng)發(fā)送端發(fā)送的信號為:

        (1)

        發(fā)送信號經(jīng)過無線信道之后,接收端的信號表示為:

        (2)

        式中,Δ是多徑信道的最大傳播時延,h(t,τ)為多徑信道的脈沖響應(yīng),n(t)表示均值為零,方差為σ2的高斯白噪聲。將式(1)代入式(2)中:

        (3)

        g(t-τ-nτ0)選用具有良好時頻聚焦特性的濾波器,當(dāng)τ∈[0,Δ]時,可以近似認(rèn)為g(t-τ-nτ0)≈g(t-nτ0),則式(3)可以表示為:

        (4)

        經(jīng)過解調(diào)后的輸出信號為:

        (5)

        式中,n′(t)=〈n(t),gm0,n0〉仍為服從高斯分布的白噪聲信號。〈gm,n,gm0,n0〉R表示對gm,n和gm0,n0進(jìn)行內(nèi)積并取實部。

        在OQAM/OFDM系統(tǒng)中,發(fā)送端和接收端濾波器滿足在實數(shù)域正交,即:

        〈gm,n,gm0,n0〉R=δm,m0δn,n0

        (6)

        δm,m0與δn,n0表示兩個狄拉克函數(shù)。

        由于發(fā)送端和接收端之間只存在實數(shù)域正交,接收到的經(jīng)過復(fù)數(shù)信道的信號會引入虛部干擾。當(dāng)采用具有良好時頻聚焦特性的濾波器時,虛部干擾主要來自導(dǎo)頻符號的一階鄰域,則式(6)可以表示為:

        (7)

        在慢衰落信道中,信道的頻率響應(yīng)在一階鄰域內(nèi)基本不變,則上式可以表示為:

        (8)

        2 改進(jìn)的預(yù)編碼信道估計方法

        2.1 離散導(dǎo)頻預(yù)編碼信道估計

        (9)

        假設(shè)a=(a1,…,a8)T為對導(dǎo)頻周圍數(shù)據(jù)預(yù)編碼后發(fā)送符號;d=(d1,…,d8)T為發(fā)送端實際數(shù)據(jù)符號;C=[c1,…,c8]為預(yù)編碼矩陣,可以得到:

        a=Cd

        (10)

        如果矩陣C為非奇異矩陣,則在接收端可以通過計算d=C-1a得到數(shù)據(jù)向量d。同時,如果C為正交矩陣,即CTC=I,那么可以得到:

        ‖a‖=aTa=dTCTCd=‖d‖

        (11)

        從式(11)可以看出,編碼前后數(shù)據(jù)符號的功率相同,即采用預(yù)編碼方法不會增加額外的功率消耗。設(shè)γk=〈gm,n,gm0,n0〉R表示相應(yīng)位置的干擾系數(shù),令γ=(γ1,…,γ8)T,則

        (12)

        (13)

        2.2 改進(jìn)預(yù)編碼方法

        在上一節(jié)中假設(shè)d8=0,由式(9)可以得到:

        a=Cd=Dd′

        (14)

        式中,d′=(d1,…,d7)T,D=(c1,…,c7)表示編碼矩陣,則式(12)可以表示為:

        (15)

        γTD=0

        (16)

        上節(jié)中為保持編碼前后符號功率不變,C為正交矩陣。因此,D應(yīng)同樣滿足DTD=I。

        由上面的分析可以得到,問題轉(zhuǎn)化為求編碼矩陣D。若對導(dǎo)頻一階鄰域內(nèi)的所有符號進(jìn)行編碼,則D為8×7矩陣,由上一節(jié)中求C的施密特正交化的方法可以求得,但是計算復(fù)雜度仍然比較大。為有效地減少算法的計算量,考慮降低D的維數(shù)。

        由圖1所示的導(dǎo)頻周圍數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)示意圖,只對格點位置k=1,2,3,4處的符號進(jìn)行編碼,使四位對導(dǎo)頻符號的干擾和為零。此時,a=(a1,…,a4)T,d′=(d1,…,d3)T,γ=(γ1,…,γ4)T,D=(c1,…,c3)為4×3的編碼矩陣。

        對于使用IOTA原型濾波器的OQAM/OFDM系統(tǒng),可以得到:γ=(-0.4411,0.4411,0.4411,-0.4411)T。選取編碼矩陣D的前兩列為:

        第三列c3與γ,c1和c2正交的單位向量,可以得到

        (17)

        θ′=γ′Ts

        (18)

        為消除格點k=5,6,7,8處存在的干擾,對式(14)進(jìn)行如下變換:

        a=Dd′+χ

        (19)

        由上式可以得到,若選擇合適的χ,使上式滿足γTa=-θ′,則剩余格點處的干擾θ′將被抵消。由γTD=0可得γTχ=-θ′。為減少導(dǎo)頻功率的消耗,通過最優(yōu)化問題求解χ:

        min|χ|2,滿足γTχ=-θ′

        (20)

        通過拉格朗日乘子法可以求得:

        (21)

        通過將式(14)變換為式(19),降低了計算矩陣的復(fù)雜度,同時消除一階鄰域內(nèi)所有符號對導(dǎo)頻的干擾。

        3 性能分析

        本節(jié)主要從頻譜效率、能量效率、計算復(fù)雜度三個方面對上節(jié)兩種方法和AP法三種方法進(jìn)行分析。

        3.1 頻譜效率分析

        在AP法中,除導(dǎo)頻符號本身以外,仍需要一個輔助的實值符號用以消除干擾。對于預(yù)編碼方法和本文提出的改進(jìn)預(yù)編碼方法同樣需要一個額外的實值符號作為導(dǎo)頻開銷,并將其置為零。因此,三種方法的頻譜效率相同。

        3.2 能量效率分析

        (22)

        由上面的分析可以得到,本文比預(yù)編碼法增加了額外的功率消耗,但是相比于AP法的功率消耗有很大的降低,在可以接受的范圍之內(nèi)。

        3.3 計算復(fù)雜度分析

        在實際的硬件實現(xiàn)過程中,乘法運算遠(yuǎn)比加法運算實現(xiàn)復(fù)雜。因此在本文中,只考慮三種方法的乘法運算復(fù)雜度,不考慮加法運算的復(fù)雜度。

        在AP法中,輔助導(dǎo)頻值的確定需要額外計算導(dǎo)頻周圍的數(shù)據(jù)。其計算公式如下:

        (23)

        由公式可以看出,AP法需要7次乘法運算和一次除法運算(本質(zhì)也是乘法運算),共需要8次實數(shù)乘法運算。計算復(fù)雜度為O(N0)。

        在本文提出的改進(jìn)預(yù)編碼算法中,在發(fā)送端和接收端共需要矩陣運算4×4×2=32次,對于每一個OQAM/OFDM系統(tǒng),由于濾波器函數(shù)已知,則干擾系數(shù)γ已知,則求χ共需要4+4+1=9次乘法運算,本文所提方法共需要41次乘法運算,計算復(fù)雜度為O(N1)。

        在預(yù)編碼算法中,在發(fā)送端和接收端共需要乘法運算8×8×2=128次,計算復(fù)雜度為O(N2)。

        從以上分析中可以得到,本文所提方法在計算復(fù)雜度上比預(yù)編碼法減少一個數(shù)量級,但比AP法增加一個數(shù)量級,但其整體復(fù)雜度能夠滿足實際應(yīng)用的需求。

        綜上所述,本文所提的改進(jìn)方法是輔助導(dǎo)頻法和預(yù)編碼方法的一個折中方案,以較小的導(dǎo)頻功率消耗帶來算法的計算復(fù)雜度的降低。

        4 仿真分析

        圖2和圖3分別表示本文所提的改進(jìn)預(yù)編碼法和文獻(xiàn)[14]中提的預(yù)編碼法對比以及改進(jìn)預(yù)編碼法與其他離散導(dǎo)頻信道估計方法誤比特率(Bit Error Rate,BER)比較。從圖2可以看出,改進(jìn)的預(yù)編碼方法與編碼數(shù)為8的預(yù)編碼法BER性能相近,比編碼數(shù)為3的預(yù)編碼法性能有很大的提升。圖3中為不同離散導(dǎo)頻信道估計方法誤比特率性能的比較分析,改進(jìn)預(yù)編碼法比AP法性能上有所提高,當(dāng)信噪比(Signal-Noise Ratio,SNR)大于5 dB時,改進(jìn)預(yù)編碼法比成對導(dǎo)頻序列(Pair of Pilot,POP)離散導(dǎo)頻方法性能提高1 dB,SNR大于7時提高了2 dB。

        歸一化均方誤差(Normalized Mean Square Error,NMSE)是反應(yīng)信道估計準(zhǔn)確度的一個重要指標(biāo),其計算公式可以表示為:

        (23)

        圖4和圖5展示了本文所提方法與其他離散導(dǎo)頻信道估計方法NMSE仿真結(jié)果。圖4仿真本文所提出的改進(jìn)預(yù)編碼法和不同數(shù)據(jù)編碼數(shù)的預(yù)編碼方法對比。從結(jié)果中同樣可以看出,改進(jìn)的預(yù)編碼法與編碼數(shù)為8的預(yù)編碼法有相近NMSE性能;與編碼數(shù)為4的預(yù)編碼法有很大的性能提升,當(dāng)SNR大于6 dB時,改進(jìn)預(yù)編碼法比其性能提升2 dB左右,當(dāng)SNR大于8時,性能提升能夠達(dá)到3 dB。

        圖5表示不同離散導(dǎo)頻情況下NMSE性能對比,從圖中可以看出,改進(jìn)的預(yù)編碼方法的NMSE性能比AP法性能有一定的提升,與預(yù)編碼法的性能相近;當(dāng)SNR大于6 dB時,改進(jìn)的預(yù)編碼方法比POP法性能提升3 dB,當(dāng)SNR大于8 dB時,性能提升4 dB。

        圖6仿真AP法,預(yù)編碼法和本文提出的改進(jìn)預(yù)編碼法復(fù)雜度分析。圖中橫軸表示導(dǎo)頻在頻域上的間隔,縱軸表示在一個時間點上三種不同的方法所需要進(jìn)行的乘法次數(shù)。從圖中可以看出,改進(jìn)的預(yù)編碼法的復(fù)雜度在AP法和預(yù)編碼法之間,相比于預(yù)編碼法,改進(jìn)的預(yù)編碼法復(fù)雜度降低了一半。

        從仿真的結(jié)果中可以看出,本文提出的改進(jìn)預(yù)編碼方法與編碼數(shù)為8的預(yù)編碼法相比,在信道估計性能上相同,但是改進(jìn)預(yù)編碼法復(fù)雜度相比于傳統(tǒng)的預(yù)編碼法降低了一半,雖然增加額外的功率消耗,但功率消耗的增加在可接受的范圍之內(nèi)。在實際應(yīng)用中,受功率設(shè)備和硬件速率的影響,信道估計的額外功率消耗和計算復(fù)雜度都不能過高,因此本文所提方法更適合于實際應(yīng)用。

        5 結(jié)論

        本文研究改進(jìn)的預(yù)編碼離散導(dǎo)頻信道估計算法,通過減少預(yù)編碼法的編碼數(shù)改進(jìn)傳統(tǒng)預(yù)編碼法復(fù)雜度過高的問題,同時相比于AP法,本文所提的算法額外的功率消耗在可以接受的范圍內(nèi)。仿真結(jié)果表明,本文所提的算法在信道估計性能上與AP法和預(yù)編碼法相近,但是在復(fù)雜度和額外的功率消耗上是兩種算法的折中,因此相比于兩種算法更具有實用價值。

        [1]Farhang-Boroujeny B. OFDM Versus Filter Bank Multicarrier[J]. IEEE Signal Processing Magazine, 2011,28(3):92-112.

        [2]Hanen B. Theoretical analysis of BER performance of nonlinearly amplified FBMC/OQAM and OFDM signals[J]. Journal on Advances in Signal Processing, 2014,2014(1):1-16.

        [3]Saeedi-Sourck H. Complexity and Performance Comparison of Filter Bank Multicarrier and OFDM in Uplink of Multicarrier Multiple Access Networks[J]. IEEE Transactions on Signal Processing, 2011,59(4):1907-1921.

        [4]Liu W. Preamble Overhead Reduction with IAM-C for Channel Estimation in OQAM-OFDM Systems[C]// IEEE China Summit and International Conference. US: IEEE,2015:1-5.

        [5]ZHAO Y. Iterative Preamble-Based Time Domain Channel Estimation for OFDM/OQAM Systems[J]. The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, 2016,E99B(10):2221-2227.

        [6]Savaux V, Louet Y, Bader F. Low-Complexity Approximations for LMMSE Channel Estimation in OFDM-OQAM[C]// International Conference on Telecommunications. Greece,2016:1-5.

        [7]Javaudin J, Lacroix D, Rouxel A. Pilot-aided channel estimation for OFDM_OQAM[C]// IEEE Semiannual Vehicular Technology Conference. Orlando: IEEE,2003:1581-1585.

        [8]Zhao Z, Vucic N, Schellmann M. A simplified scattered pilot for FBMC_OQAM in highly frequency selective channels[C]// International Symposium on Wireless Communications Systems. 2014:819-823.

        [9]Choi J. Interference-dependent pair of pilots for channel estimation in FBMC systems[C]// IEEE International Symposium on Broadband Multimedia Systems & Broadcasting. US:IEEE, 2016:1-4.

        [10]Nissel R, Rupp M. On pilot-symbol aided channel estimation in FBMC-OQAM[C]// IEEE International Conference on Acoustics. US:IEEE,2016:3681-3685.

        [11]Mestre X, Kofidis E. Pilot-based channel estimation for FBMC-OQAM systems under strong frequency selectivity[C]// IEEE International Conference on Acoustics. US: IEEE,2016:3696-3700.

        [12]Fuhrwerk M, Moghaddamnia S, Peissig J. Scattered Pilot based Channel Estimation for Channel Adaptive FBMC-OQAM Systems[C]// IEEE Transactions on Wireless Communications.US: IEEE, 2016:1-17.

        [13]Cui W. Coded auxiliary pilots for channel estimation in FBMC-OQAM systems[J]. IEEE Transactions on Vehicular Technology, 2016, 65(5):2936-2946.

        [14]Lélé C. Iterative scattered-based channel estimation method for OFDM/OQAM[J]. EURASIP Journal on Advances in Signal Processing, 2012,2012(1):1-14.

        猜你喜歡
        編碼方法導(dǎo)頻復(fù)雜度
        可變摩擦力觸感移動終端的漢語盲文編碼設(shè)計
        一種低復(fù)雜度的慣性/GNSS矢量深組合方法
        求圖上廣探樹的時間復(fù)雜度
        毫米波大規(guī)模MIMO系統(tǒng)中低復(fù)雜度混合預(yù)編碼方法
        基于混合遺傳算法的導(dǎo)頻優(yōu)化
        基于導(dǎo)頻的OFDM信道估計技術(shù)
        某雷達(dá)導(dǎo)51 頭中心控制軟件圈復(fù)雜度分析與改進(jìn)
        出口技術(shù)復(fù)雜度研究回顧與評述
        LTE上行塊狀導(dǎo)頻的信道估計研究
        一種新的星載InSAR直接地理編碼方法
        日本视频一中文有码中文| 国产激情在观看| 老肥熟女老女人野外免费区| av中文字幕在线直播| 无码av中文一区二区三区| 日日猛噜噜狠狠扒开双腿小说| 啪啪视频一区二区三区入囗| 青青草视频在线免费视频| 免费日本一区二区三区视频| 中文字幕精品久久久久人妻红杏ⅰ| 麻豆AV免费网站| 蜜桃av福利精品小视频| av影院在线免费观看不卡| 女人扒开屁股爽桶30分钟| 无码之国产精品网址蜜芽| 日本高清色一区二区三区| 在线麻豆精东9制片厂av影现网 | 国产精品入口牛牛影视| 青青自拍视频成人免费观看| 草逼短视频免费看m3u8| 国产精品成人观看视频| 精品亚洲午夜久久久久| 色小姐在线视频中文字幕| 97一期涩涩97片久久久久久久| 日韩精品在线视频一二三| 欧美寡妇xxxx黑人猛交| 久久se精品一区精品二区国产 | 亚洲国产国语对白在线观看| 高潮内射双龙视频| 无码中文字幕色专区| 男女干逼视频免费网站| 精品国产一区二区三区不卡在线 | 在线看亚洲十八禁网站| 国产福利一区二区三区视频在线看| 日本高清一区二区三区在线观看 | 日韩在线观看网址| 亚洲精品中文字幕不卡| 日日碰狠狠添天天爽五月婷| 亚洲中文无码久久精品1| 久久国产精品免费久久久| 日本精品久久久久中文字幕 |