閆秋飛，趙 玉，王 聰

(中國(guó)船舶重工集團(tuán)公司第七二三研究所，江蘇 揚(yáng)州 225001)

基于數(shù)字信道化的干涉儀測(cè)向技術(shù)研究

閆秋飛，趙 玉，王 聰

(中國(guó)船舶重工集團(tuán)公司第七二三研究所，江蘇 揚(yáng)州 225001)

寬帶數(shù)字信道化接收機(jī)是偵察系統(tǒng)中非常實(shí)用的接收機(jī)體制，它具有復(fù)雜環(huán)境適應(yīng)能力、快速反應(yīng)能力以及較高的靈敏度。干涉儀測(cè)向具有測(cè)向精度高、波束范圍寬、過(guò)濾噪聲能力強(qiáng)等特點(diǎn)?；跀?shù)字信道化的干涉儀測(cè)向體制是電子偵察系統(tǒng)中常用的測(cè)向技術(shù)。

寬帶數(shù)字信道化；多相濾波；干涉儀測(cè)向

1 概 述

隨著電子對(duì)抗行業(yè)的發(fā)展，電子偵察系統(tǒng)面臨的信號(hào)環(huán)境越來(lái)越復(fù)雜，信號(hào)密度越來(lái)越高，數(shù)字信道化是當(dāng)前實(shí)現(xiàn)寬帶數(shù)字偵察機(jī)的最佳截獲結(jié)構(gòu)，這類接收機(jī)具有截獲同時(shí)到達(dá)信號(hào)、高靈敏度、實(shí)時(shí)完成子帶下變頻及速率轉(zhuǎn)換等優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)又易于與后端信號(hào)處理匹配[1]。干涉儀測(cè)向與其它測(cè)向體制相比具有設(shè)備量少、測(cè)向精度高、波束覆蓋范圍廣等優(yōu)點(diǎn)。本文主要論述基于數(shù)字信道化的干涉儀測(cè)向技術(shù)的基本原理及應(yīng)用。

2 數(shù)字信道化

2.1 數(shù)字信道化基本原理

數(shù)字信道化接收機(jī)能夠處理同時(shí)到達(dá)的多個(gè)信號(hào)，有較高的截獲概率，特別適合應(yīng)用于寬帶偵察接收機(jī)。數(shù)字信道化接收機(jī)可以分為直接信道化接收機(jī)和多相濾波信道化接收機(jī)，前者利用具有不同頻率響應(yīng)的帶通濾波器將輸入信號(hào)劃分為不同的信道，后者將原型低通濾波器分解成多個(gè)多相支路，每一支路的數(shù)據(jù)經(jīng)抽取濾波后實(shí)現(xiàn)輸入信號(hào)的信道化。直接信道化接收機(jī)的運(yùn)算量大且輸出速率與采樣速率相同，實(shí)現(xiàn)困難，后續(xù)處理的壓力也很大，基于多相濾波的信道化接收機(jī)抽取在濾波之前，運(yùn)算量小，且輸出速率低，便于高速實(shí)現(xiàn)，是一種值得采用的高效方法。

2.2 基于低通濾波器組的數(shù)字信道化模型

基于低通濾波器組的數(shù)字信道化的接收機(jī)模型如圖1所示，濾波器的幅頻特性如圖2所示。

設(shè)x(nT)為一寬頻帶信號(hào)，經(jīng)過(guò)各通道中的帶通濾波器濾波后輸出K個(gè)基帶信號(hào)yk(nDT)，k=0,1,…,K-1。

(1)

若濾波器組的第k通道帶通濾波器沖擊響應(yīng)hk(nT)與第0通道低通濾波器沖擊響應(yīng)h0(nT)有如下關(guān)系，

(2)

Hk(z)=H0(zWk)

(3)

則稱這個(gè)濾波器組為均勻?yàn)V波器組。各帶通濾波器的通帶帶寬為fs/2K，抽取比為D=K，信道化寬帶數(shù)字接收機(jī)在電子偵察領(lǐng)域內(nèi)的優(yōu)點(diǎn)有：響應(yīng)快，信號(hào)信息保留完整，具備多信號(hào)和寬帶信號(hào)接收能力，不需要頻率引導(dǎo)，但是其缺點(diǎn)也是明顯的，主要表現(xiàn)為帶通濾波器數(shù)量多，計(jì)算量大，計(jì)算速度要求高[2]。

2.3 基于多相濾波的數(shù)字信道化模型

利用多相結(jié)構(gòu)進(jìn)行抽取濾波，從信道化接收機(jī)的結(jié)構(gòu)可以看出，信道化濾波器是信道化接收機(jī)的重要組成部分。為了解決信道化濾波器組數(shù)量多、計(jì)算量大、速度要求高的問(wèn)題，信道化接收機(jī)的濾波器可采用多相濾波來(lái)實(shí)現(xiàn)，它是寬帶接收機(jī)直接實(shí)現(xiàn)的高效形式，該結(jié)構(gòu)可從寬帶數(shù)字信道化接收機(jī)的直接形式變化而來(lái)。多相結(jié)構(gòu)是直接計(jì)算采樣數(shù)據(jù)、提高計(jì)算效率的最好手段，它在多抽樣率信號(hào)處理中是一種基本、高效的方法，可以整數(shù)倍、分?jǐn)?shù)倍抽取,內(nèi)插運(yùn)算效率大大提高[3]。

有限沖擊響應(yīng)(FIR)濾波器轉(zhuǎn)移函數(shù)可表示為：

(4)

如果將沖擊響應(yīng)h(n) 按下列方式分成D組，并設(shè)N為D的整數(shù)倍，即N/D=Q，Q為整數(shù)，對(duì)式(4)變換：

H(z)=h(0)z0+h(DT)z-D+…+

h((Q-1)DTz-(Q-1)D)+h(T)z-1+

h((D+1)T)z-(D+1)+…+h(((Q-1)D+

1)T)z-(Q-1)D-1+h(2T)z-2+

h((D+2)T)z-(D+2)+…+

h(((Q-1)D+2)T)z-(Q-1)D-2+…+

h((D-1)T)z-(D-1)+h((2D-

(5)

將上式中的z換成ejω，則：

(6)

式中：e-jωk表示不同的k具有不同的相位，因此稱之為多相表示；Ek(zD)稱為H(z)的多相分量。

式(6)稱為H(z)的多相表示，數(shù)字信道化接收機(jī)的直接形式可以轉(zhuǎn)化為圖3的形式，為數(shù)字濾波多相結(jié)構(gòu)如圖3所示，數(shù)字濾波器的等效結(jié)構(gòu)如圖4所示。

利用多速率信號(hào)處理中的等效變換將抽取器提到數(shù)字濾波器Ek(zD)之前，可以使抽取濾波器的工作頻率降低為1/D，運(yùn)算效率提高D倍。即濾波器是在降速之后進(jìn)行的，這就大大降低了對(duì)處理速度的要求，提高了實(shí)時(shí)處理能力。另外，這種多相濾波器結(jié)構(gòu)的另一個(gè)好處就是每一分支濾波器的系數(shù)ek(nT)由原來(lái)的N個(gè)減少為N/D個(gè)，可以提高濾波器的累積誤差，提高計(jì)算精度。

2.4 基于低通濾波器組和多相濾波的數(shù)字信道化仿真

線性調(diào)頻信號(hào)信道化仿真，信號(hào)載頻200 MHz，采樣率500 MHz，調(diào)頻帶寬2.5 MHz。其中信道化的信道數(shù)目為32個(gè)，抽樣值為32，線性調(diào)頻信號(hào)數(shù)字信道化仿真波形如圖5所示，線性調(diào)頻信號(hào)的頻譜如圖6所示，信道化均勻?yàn)V波器的頻譜如圖7所示，信道13和14的局部放大如圖8所示，數(shù)字信道化多相結(jié)構(gòu)的頻譜如圖9所示。

3 干涉儀測(cè)向技術(shù)

3.1 干涉儀測(cè)向基本原理

簡(jiǎn)單的二元天線陣一維相位干涉儀模型如圖10所示。

在實(shí)際應(yīng)用中，當(dāng)基線長(zhǎng)度D<λ/2時(shí)，天線單元A和B接收的信號(hào)為：

(7)

式中：nA(t)和nB(t)分別為通道A和B的噪聲，兩通道的噪聲相互獨(dú)立，并且與信號(hào)統(tǒng)計(jì)無(wú)關(guān)，通過(guò)求兩通道的互相關(guān)可以抑制通道的噪聲[4]。

(8)

式中：E為數(shù)學(xué)期望;“*”為復(fù)共軛運(yùn)算;Ps為入射功率。

根據(jù)式(8)可得入射角θ抑制噪聲的公式為：

(9)

(10)

(11)

根據(jù)上式可知：當(dāng)cosθ增大時(shí)，干涉儀測(cè)向精度增加，當(dāng)cosθ減小時(shí)，干涉儀測(cè)向精度降低，方位誤差曲線如圖11所示。

3.2 干涉儀解模糊方法

假設(shè)一維M基線相位干涉儀基線長(zhǎng)度分別為L(zhǎng)i(i=1…M)，波長(zhǎng)為λ的信號(hào)由與天線視軸夾角為θ的方向入射，到達(dá)基線Li的相位差為Φi=2πLisinθ/λ，如果能夠測(cè)得Φi，就可以求得信號(hào)的入射角度[5]。

相位差Φi的測(cè)量值φi是以2π為周期的，即-π≤φi<π。如果信號(hào)到達(dá)兩天線的相位差超過(guò)2π，便出現(xiàn)相位模糊，從而導(dǎo)致角度模糊。由于天線視軸一側(cè)的最大無(wú)模糊相位差為π，所以基線Li對(duì)應(yīng)的最大無(wú)模糊角度為arcsin(λ/2Li)，在理想情況下，基線Li對(duì)應(yīng)的相位差測(cè)量值φi為:

(12)

假設(shè)ki表示用基線Li測(cè)向時(shí)的模糊數(shù)，將上式轉(zhuǎn)換成目標(biāo)方位角正弦的形式為:

sinθ=kiλ/Li+λφi/(2πLi),i=1,…,M

(13)

現(xiàn)取一基本基線L0，并取Li=L0/mi，代入上式并整理可得(其中mi為參差比)：

(14)

L=kimi+ri，i=1,…，M

(15)

4 數(shù)字信道化的干涉儀測(cè)向技術(shù)應(yīng)用

基于五通道的數(shù)字干涉儀測(cè)向系統(tǒng)基本框圖如圖16所示。

數(shù)字干涉儀測(cè)向系統(tǒng)主要包含五單元天線系統(tǒng)、微波前端和數(shù)字接收系統(tǒng)。數(shù)字接收系統(tǒng)主要包括數(shù)字信道化模塊和測(cè)向模塊。該干涉儀測(cè)向系統(tǒng)基線長(zhǎng)度分別為a1d,a2d,a3d,a4d，總基線長(zhǎng)度為ad，其中a=a1+a2+a3+a4。干涉儀天線接收到射頻信號(hào)后經(jīng)限幅、濾波、放大變頻后，把射頻信號(hào)下變頻到中頻,送數(shù)字接收機(jī)，數(shù)字接收機(jī)對(duì)5路中頻信號(hào)進(jìn)行模/數(shù)(A/D)采樣、數(shù)字信道化、測(cè)向解模糊后得到完整的信號(hào)特征信息。在該系統(tǒng)中,天線的相位不一致性、微波通道的相位不一致性、A/D量化誤差都會(huì)引起干涉儀儀測(cè)向誤差，需要在A/D采樣后對(duì)中頻進(jìn)行相位誤差校正。下面主要結(jié)合干涉儀解模糊算法討論該干涉儀測(cè)向系統(tǒng)解模糊的實(shí)際應(yīng)用。

當(dāng)基線長(zhǎng)度為a1d時(shí)，理論相位差的可能值為(360/a1)N(N=1,2…,a1)；當(dāng)基線長(zhǎng)度為a2d時(shí)，理論相位差的可能值為(360/a2)N(N=1,2…,a2)；當(dāng)基線長(zhǎng)度為a3d時(shí)，理論相位差的可能值為(360/a3)N(N=1,2…,a3)；當(dāng)基線長(zhǎng)度為a4d時(shí)，理論相位差的可能值為(360/a4)N(N=1,2…,a4)；當(dāng)基線長(zhǎng)度為ad時(shí)，理論相位差的可能值為(360/a)N(N=1,2…,a)。

其中θ為目標(biāo)的入射角，各基線相位差的測(cè)量值分別為：當(dāng)基線長(zhǎng)度為a1d時(shí)，相位差的測(cè)量值為φa1d=2πa1d/λsin(θ);當(dāng)基線長(zhǎng)度為a2d時(shí)，相位差的測(cè)量值為φa2d=2πa2d/λsin(θ);當(dāng)基線長(zhǎng)度為a3d時(shí)，相位差的測(cè)量值為φa3d=2πa3d/λsin(θ);當(dāng)基線長(zhǎng)度為a4d時(shí)，相位差的測(cè)量值為φ9 d=2πa4d/λsin(θ);當(dāng)基線長(zhǎng)度為ad時(shí)，相位差的測(cè)量值為φad=2πad/λsin(θ)。

各基線相位差的測(cè)量值在360°內(nèi)的分布為:當(dāng)基線為a1d時(shí)相位差的可能分布為φa1d/a1+(360/a1)i(i=1,2,…,a1)；當(dāng)基線為a2d時(shí)相位差的可能分布為φa2d/a2+(360/a2)i(i=1,2,…,a2)；當(dāng)基線為a3d時(shí)相位差的可能分布為φa3d/a3+(360/a3)i(i=1,2,…,a3)；當(dāng)基線為a4d時(shí)相位差的可能分布為φa4d/a4+(360/a4)i(i=1,2,…,a4)；當(dāng)基線為ad時(shí)相位差的可能分布為φad/a+(360/a)i(i=1,2,…,a)。

5 結(jié)束語(yǔ)

電子偵察接收機(jī)要有瞬時(shí)覆蓋大帶寬和處理同時(shí)到達(dá)信號(hào)的能力，寬帶數(shù)字信道化接收機(jī)是一種非常實(shí)用的接收機(jī)，能適應(yīng)現(xiàn)代復(fù)雜的電子戰(zhàn)環(huán)境。本文以數(shù)字信道化接收機(jī)理論為基礎(chǔ)，對(duì)均勻?yàn)V波器信道化模型和多相濾波器信道化模型進(jìn)行了仿真分析。多相信道化模型的抽取在濾波之前，大大降低了計(jì)算量，更有利于工程實(shí)踐。干涉儀測(cè)向體制具有設(shè)備量少、測(cè)向精度高等特點(diǎn)，本文在干涉儀測(cè)向的理論基礎(chǔ)上以四通道干涉儀為例分析了干涉儀解模糊的算法。

[1] TSUI J B Y,STEPHENS J P.Digital microwave receiver technology[J].IEEE Transactions on microwave theory and techniques,2002,50(3):699-705.

[2] FREDRIC J H,CHRIS D,MICHAEL R.Digital receivers and transmitters using polyphase filter banks for wireless communications[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2003,51(4):1395-1411.

[3] LILLINGTON J.Comparison of wideband channelisation architectures[C]//International Signal Processing Conference,Dallas,2003:1-6.

[4] 李莉，朱偉強(qiáng).數(shù)字干涉儀測(cè)向?qū)崟r(shí)鑒相技術(shù)[J].航天電子對(duì)抗，2005,21(2)：51-52.

[5] 周亞強(qiáng)，黃埔堪，孫仲康.噪擾條件下多基線相位干涉儀解模糊算法[J].電子與信息學(xué)報(bào)，2005(3)：1-7.

ResearchintoInterferometerDirectionFindingTechnologyBasedonDigitalChannelization

YAN Qiu-fei,ZHAO Yu,WANG Cong

(The 723 Institute of CSIC,Yangzhou 225001,China)

Broadband digital channelized receivers are a very useful receiver system in reconnaissance system，has complex environmental adaptability,rapid response capability and high sensitivity.The interferometer direction finding (DF) has the characteristics of high DF accuracy,wide beam scope and strong filtering noise.The interferometer DF system based on digital channelization is very conventional in electronic reconnaissance system.

broadband digital channelization;multi-phase filtering;interferometer direction finding

2017-09-25

TN971

A

CN32-1413(2017)06-0018-06

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2017.06.004